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Ein Röhrenverstärker als Ersatz für aktive PC-Lautsprecher
#1
Hier soll ein Verstärker in Röhrentechnik vorgestellt werden, der als Ersatz für die typischen externen aktiven PC-Lautsprecher dient, die von diversen Geräten (PC, mp3-Player, Smartphone, etc...) mit Line-Pegel oder Kopfhörer-Pegel versorgt werden. Die Anregung für das Projekt stammt aus dem Thread "Röhrenverstärker für IPod mit PCL81".

Eine kleine Anmerkung vorweg: Es gibt ja prinzipiell zwei Methoden um an eine eine Schaltung dafür zu kommen. Man könnte sich entweder im WWW auf die Suche danach machen, dabei stehen die Chancen aber nicht schlecht bei einer mehr oder weniger abenteuerlichen Schaltung zu landen (Schaltplanauszüge von alten Rundfunkempfängern, Plattenspielern, etc.. mal ausgenommen). Oder, man könnte sich einfach selber Gedanken zu dem Thema machen. Wir wollen hier mal den letzteren Weg gehen... (Der ungeduldige Leser möge diese Betrachtungen quer lesen.)

Wir beginnen sinnvollerweise mit der Festlegung der Randbedingungen für den Verstärker:
  • Die Versorgungsspannung soll deutlich unter 200V liegen und genau wie die Heizspannung mit handelsüblichen Transformatoren erzeugt werden können.
  • Der Verstärker soll wahlweise "doppelt" als Stereo-Verstärker oder als Mono-Verstärker mit L+R Zusammenführung aufgebaut werden können. Es soll sich insgesamt um einen möglichst einfachen Class-A Verstärker ohne Klangregelung handeln.
  • Die Ausgangsleistung soll bei Ansteuerung mit Line-Pegel (consumer audio line level, 0.894Vss) bei 0.2W oder darüber liegen, dies ist für die Zimmerbeschallung mehr als ausreichend. Das Ausgangssignal soll auch bei dieser Lautstärke noch keine nennenswerten Verzerrungen aufweisen.
  • Die Röhren sollen problemlos als unbenutzte Lagerware (new old stock) beschaffbar sein. Netz- und Tontrafo sollen aus aktueller Produktion im Handel problemlos beschaffbar sein.
Mit diesen Randbedingungen können nun im Top-Down Verfahren weitere Konstruktionsparameter festgelegt werden:

Spannungsversorgung und Ausgangsleistung

Wir wählen eine Versorgungsspannung von 150V. Diese ist mit Hilfe von Standard Trenntrafos mit 1x230V primär und 2x115V sekundär
einfach zu erzeugen. Die beiden 115V Wicklungen können parallel geschaltet und an einen Brückengleichrichter angeschlossen werden. Es kann aber auch mit den beiden separaten 115V Wicklungen ein Zweiweg-Gleichrichter mit zwei Dioden oder, falls eine vollständig "halbleiterfreie" Version gewünscht ist, mit z.B. einer EZ80 Gleichrichterröhre aufgebaut werden. Die Ausgangsspannung im Leerlauf nach Gleichrichtung und Glättung ist 115V*sqrt(2)=163V. Je nach Dimensionierung des Trenntrafos liegt die AC Leerlaufspannung auf der Sekundärseite typischerweise höher und die DC Leerlaufspannung nach Gleichrichtung liegt ebenfalls entsprechend höher. Dies liefert die notwendige Spannungsreserve für die Glättung mittels RC oder LC Gliedern.

Um aus einem Line-Pegel Eingangssignal eine Ausgangsleistung von 0.2W oder mehr zu erzeugen ist ein zweistufiger Verstärker mit Vorstufe und Ausgangsstufe notwendig und man wird die bewährte Kombination aus Triodenvorstufe und Pentodenausgangsstufe verwenden. Es bietet sich dann natürlich die Verwendung einer ECL oder PCL Verbundröhre an.
 
Durch die Betriebsspannung von 150V sind unsere Anforderungen an den Anodengleichstrom der Pentode am Arbeitspunkt natürlich geringer als bei deutlich niedrigeren Spannungen. Selbst bei einem Anodenstrom von 7mA erreichen wir bei einer nominal optimalen Lastimpedanz von 21.4kOhm eine nominale Ausgangsleistung von 525mW. Durch diese nominale Lastimpedanz wird die Anode theoretisch von 0 bis 300V voll ausgesteuert, in der Praxis werden diese Grenzen nie voll erreicht und es kommt zu nicht mehr tolerablen Verzerrungen bei Annäherung an diese.

Da wir hier keine möglichst hohe Nominalleistung angeben müssen (für einen Werbeprospekt, etc...) können wir eine niedrigere Lastimpedanz von z.B. 16kOhm verwenden, was bei der gegebenen Betriebsspannung von 150V in einer kleineren, aber weniger an den Grenzen verzerrte Aussteuerung der Pentode von 38V bis 262V resultiert. Die Ausgangsleistung ist in diesem Falle 392mW, was immer noch deutlich über den geforderten 200mW liegt. (Siehe auch den Thread "Ermittlung des Wechselstromwiderstandes (Impedanz) von
Tontrafos", Post #27 und #29).

Die Gegenkopplung

Zur Erreichung der geforderten geringen Verzerrung des Ausgangssignals reicht der oben beschriebene Verzicht auf die theoretischeMaximalaussteuerung nicht aus und die Pentodenstufe muss zusätzlich gegengekoppelt werden. Die Triodenstufe mit einem ohmschen Lastwiderstand ist bereits implizit gegengekoppelt (ansteigende Gitterspannung -> höherer Anodenstrom -> höherer Spannungsabfall am Lastwiderstand -> Absinken der Anodenspannung -> geringerer Anodenstrom, und umgekehrt) und damit auch bei größeren Signalen noch näherungsweise linear. Für die Gegenkopplung der Pentodenstufe gibt es im wesentlichen zwei Möglichkeiten: Die Gegenkopplung auf das Schirmgitter (g2) oder die Gegenkopplung auf das Steuergitter (g1). Die Schirmgittergegenkopplung erfordert einen Ausgangsübertrager mit einer auf die jeweilige Pentode und ihre Betriebswerte angepasste Anzapfung und ist u.U. schwer zu beschaffen. Es bleibt daher die Gegenkopplung auf das Steuergitter.

Gegenkopplung bedeutet generell die Rückführung eines Teils des Ausgangssignals mit umgekehrtem Vorzeichen (180° Phasenlage) auf den Eingang, wo es mit dem externen Steuersignal zum gesamten Eingangssignal addiert wird. Dies führt einerseits zu einer Linearisierung der Kennlinie, andererseits aber auch zu einem Absinken der Verstärkung. Wird bei einer Leerlaufverstärkung a (Verstärkung ohne Gegenkopplung) ein Bruchteil 1/r des Ausgangssignals rückgeführt, so ist die Verstärkung der Stufe mit Gegenkopplung v=a/(1+a/r). Ist die Leerlaufverstärkung a hinreichend groß gegenüber dem Gegenkopplungsgrad 1/r, so ist näherungsweise v=r, d.h. die Verstärkung der Stufe ist nur vom Grad der Gegenkopplung abhängig.

Die Auswahl der Verbundröhre

Was folgt aus diesen Betrachtungen nun konkret für die Auswahl der Verbundröhre? Wenn wir eine Anodenspannung der Pentode von Ua=150V zugrunde legen, so erhalten wir eine nominale Vollaussteuerung an der Anode von 300Vss (siehe dazu wiederum den Thread "Ermittlung des Wechselstromwiderstandes (Impedanz) von Tontrafos", Post #27 und #29). Um eine gute Linearisierung und damit geringe Verzerrungen zu erreichen streben wir einen Gegenkopplungsgrad von grob 10% (r=10) an. Nun sollte also die Leerlaufverstärkung der Pentodenstufe ohne Gegenkopplung (diese ist durch a=S*(Ri||RL) mit der Steilheit S, dem Innenwiderstand Ri und dem Lastwiderstand RL an der Anode gegeben) wesentlich größer als 10 sein, also mindestens bei 100 (a=100) liegen. In diesem Fall ist die Verstärkung der Pentodenstufe mit Gegenkopplung dann näherungsweise v=r=10, zur nominalen Vollaussteuerung werden also  30Vss als externes Steuersignal von der Triodenvorstufe gebraucht. Wenn wir nun von einem Line-Pegel Eingangssignal mit 0.894Vss  ausgehen, so muss die Spannungsverstärkung der Triodenstufe grob 34-fach sein. Ein guter Richtwert für das µ der Triode (Spannungsverstärkung bei unendlich hohem Lastwiderstand) ist daher µ=60 oder höher.

Nun können wir uns mit den bisherigen Vorüberlegungen gängige ECL/PCL Verbundröhren ansehen. Dabei lohnt es sich auch solche zu betrachten, die nicht explizit für NF Vor- und Leistungsverstärkung vorgesehen sind. Eine Röhre, die den bisher ermittelte Bedingungen entspricht ist z.B. die ECL84 (6.3V Heizspannung, 720mA Heizstrom) bzw. PCL84 (15V Heizspannung, 300mA Heizstrom). Die beiden Röhren sind identisch und unterscheiden sich nur in der Heizung. Im vorliegenden Aufbau wurde die ECL84 verwendet.
 
Die Schaltung

Um den Leser nun nicht länger warten zu lassen ist hier die Schaltung der Mono-Version (ohne Stromversorgung), welche im Folgenden detailliert besprochen werden soll, gezeigt.

   

Ein wesentliches Element, welches an zwei Stellen verwendet wurde ist ein gewichteter Analogaddierer. Wir benötigen dieses Element einerseits um bei der Mono-Version das L+R Summensignal zu erzeugen. Andererseits ist der gewichtete Analogaddierer das zentrale Element der Gegenkopplung der Pentodenstufe auf das Steuergitter, der von der Ausgangsspannung einen Teil abnimmt und zur externen Steuerspannung addiert. Die Grundschaltung ist nicht weiter kompliziert:


.png   AnalogAddierer.png (Größe: 3,94 KB / Downloads: 844)

Die Ausgangsspannung U_R3 am Widerstand R_3 lässt sich mit den Kirchhoffschen Regeln leicht zu


.png   UR3_1.png (Größe: 4,11 KB / Downloads: 811)

ermitteln. In den meisten Fällen (auch in unserer Schaltung) ist R_3 wesentlich größer als R_1 oder R_2 und es ergibt sich näherungsweise


.png   UR3_2.png (Größe: 4,74 KB / Downloads: 810)

Der Verstärker verfügt in der Mono-Version, wie bereits erwähnt, über eine Addiererstufe aus den Widerständen R1, R2 und R3, die das L und R Signal über die Koppelkondensatoren C1 und C2 an R3 zusammen führen. C1 und C2 haben bei einer angenommenen tiefsten vorkommenden Frequenz von 20Hz einen Blindwiderstand von ca. 8kOhm, so dass bei einem Wert von R3=100kOhm kein ungewollter Hochpass entsteht. Das Potentiometer R3 dient als Lautstärkeregler, da das Line Signal einer Audioquelle nicht der Lautstärkeregelung der Quelle unterworfen ist. Auch bei einem Kopfhörerausgang empfiehlt es sich aus Gründen der Störunterdrückung die Quelle mit möglichst großer Lautstärke zu betreiben und dann mit R3 am Verstärkereingang herunter zu regeln. Der Koppelkondensator C3 zwischen dem Abgriff des Potentiometers und dem Gitter der Triode sorgt dafür, dass der noch verbleibende geringe Anlaufstrom des Gitters (siehe "Röhrenverstärker für IPod mit PCL81", Post #15) nur durch den Gitterableitwiderstand R4 fließen kann und die dort entstehende sehr kleine negative Spannung (ca. -70mV) von der Stellung des Potentiometers unabhängig ist. C3 ist mit 1µF wiederum so dimensioniert, dass mit R4=1MOhm kein ungewollter Hochpass entstehen kann. Weiterhin ist R4 so groß gegenüber R3, dass die Funktion des Addierers von der Stellung des Potentiometers näherungsweise unabhängig ist.

Der Lastwiderstand an der Anode der Triode muss für eine möglichst hohe Verstärkung möglichst groß gegenüber dem (vom Arbeitspunkt abhängigen) Innenwiderstand der Triode (typisch für Trioden sind einige kOhm bis einige 10kOhm) sein. Wir wählen daher R6=120kOhm und setzen den Anodenstrom am Arbeitspunkt mittels R5 so, dass die Anode ungefähr auf der halben Betriebsspannung zu liegen kommt. Es ergibt sich dann eine Spannung an der Kathode von ca. 0.68V und insgesamt (inklusive der Gitterableitspannung von 70mV) eine negative Gitter zu Kathode Vorspannung von ca. -0.75V. Um für NF-Wechselspannungen die volle Verstärkung zu bekommen, wird eine Gegenkopplung durch R5 für NF-Wechselspannungen durch Überbrückung mit C4 weitgehend vermieden. Der eigentlich limitierende Faktor für tiefe Frequenzen ist der Ausgangsübertrager. Daher wird C4 so groß gewählt, dassdie untere Grenzfrequenz durch den Ausgangsübertrager und nicht durch C4 bestimmt wird. Der Verstärkungsfaktor dieser Stufe ohne Ankopplung der Folgestufe ist gemessen v=48. Die ECL84 Triode ist mit µ=65 (theoretische Verstärkung bei unendlich hohem Lastwiderstand) angegeben, woraus sich der Innenwiderstand Ri der Triode an diesem Arbeitspunkt zu Ri=(µ/v-1)*R6=42.5kOhm ergibt. Bei Ankopplung der Folgestufe und der damit verbundenen weiteren Verminderung des Lastwiderstandes sinkt die Verstärkung der Triodenstufe auf v=38.

Die NF-Wechselspannung der Triodenstufe wird nun über den aus R7, R10 und R8 bestehenden gewichteten Addierer mit einem Teil der NF-Wechselspannung an der Anode der Pentode zur gesamten Eingangsspannung am Steuergitter (g1) der Pentode addiert. Da die Pentodenstufe das NF-Signal am Ausgang invertiert (180° Phasenverschiebung) findet damit eine Gegenkopplung, wie weiter oben theoretisch betrachtet, statt. Der Koppelkondensator C7 ist so dimensioniert, dass sein Blindwiderstand selbst bei einer Frequenz von 20Hz gegenüber R10 vernachlässigt werden kann. Der kleinere Wert von C5 dient der Erhöhung des Gegenkopplungsgrades für tiefe Frequenzen unter der Grenzfrequenz des Ausgangsübertragers zur Verminderung von unerwünschten "Pumpeffekten" des Verstärkers.
Siehe dazu die ausführliche Diskussion weiter unten.

Für die Berechnung des Gegenkopplungsfaktors muss die Serienschaltung von R10 mit dem Anodenlastwiderstand der Pentode parallel zum Innenwiderstand der Pentode berücksichtigt werden. Der Innenwiderstand der ECL84 Pentode wird im Datenblatt mit typischerweise >100kOhm angegeben, ist also gegenüber dem Anodenlastwiderstand von 16kOhm vernachlässigbar. Die 16kOhm Anodenlastwiderstand sind aber wiederum gegen R10 vernachlässigbar. Für hinreichend hohe Frequenzen ist auch der Blindwiderstand von C5 gegenüber R7 vernachlässigbar. Es muss dann nur noch die Serienschaltung von R7 mit der Parallelschaltung aus R6 und dem Innenwiderstand der Triode (ca. 42.5kOhm, siehe oben) berücksichtigt werden. Es ergibt sich dann Näherungsweise ein Gegenkopplungsgrad von 12% (1/r = 0.12). Da die Spannungsverstärkung der ECL84 Pentode sehr viel höher als r = 1/0.12 = 8.7 ist (typische Steilheit S=10mA/V bei 16kOhm Lastwiderstand mit vernachlässigbar hohem Innenwiderstand ergibt eine Spannungsverstärkung von 160), wird das Verhalten der Pentodenstufe fast ausschließlich durch den Gegenkopplungsgrad bestimmt. Insbesondere sollte der Verstärkungsfaktor mit Gegenkopplung bei ungefähr v=r=8.7 liegen. In der Tat ergibt eine Messung (bei f=1kHz) v=9.0!

Sehen wir uns nun noch die restliche Beschaltung der Pentode an: Die Einstellung des Arbeitspunktes mit einem Anodenstrom von ca. 7.3mA erfolgt über den Kathodenwiderstand R9, der für entsprechend hohe NF Frequenzen mit dem Kondensator C6 überbrückt ist. Dem Leser wird auffallen, dass der Blindwiderstand von C6 gegenüber R9 für tiefe Frequenzen relativ hoch ist, wir werden darauf noch ausführlich zu sprechen kommen. Die negative Gitter zu Kathode Vorspannung von 2.1V mag zunächst überraschend klein sein und man könnte sich fragen ob das Gitter bei entsprechend hohen Ausgangsamplituden der Triodenstufe nicht positiv gegenüber der Kathode werden kann. Es sei aber daran erinnert, das die Gitterspannung die Summe aus der Ausgangsspannung der Triodenstufe und der Gegenkopplungsspannung ist. Die Gegenkopplung verhindert eine zu große Signalamplitude am Gitter.
 
Der Tontrafo im Anodenkreis ist ein einfach zu beschaffender 100V ELA Übertrager der Lautsprecher mit einer Nennimpedanz von 4, 8 oder 16Ohm auf nominale 16kOhm im Anodenkreis transformiert. Der Gleichstromwiderstand der Primärwicklung dieses Übertragers beträgt 465Ohm, womit die tatsächliche Anodenspannung am Arbeitspunkt bei 146.6V liegt. Im Falle eines vollständig ohmschen 16kOhm Widerstandes liegt damit die maximale Aussteuerung bei 234Vss was in einer Ausgangsleistung von 428mW an der Anode resultiert. Die tatsächliche an den Lautsprecher abgegebene Leistung hängt natürlich noch vom Wirkungsgrad des Ausgangsübertragers ab. (Der Anodengleichstrom bewirkt bei nicht für Class-A vorgesehenen Ausgangsübertragern eine Vormagnetisierung, die den Wirkungsgrad weiter herabsetzt.)

In der Praxis sind allerdings bei nicht zu tiefen Frequenzen auch deutlich höhere Aussteuerungen (Anodenwechselspannungen) möglich. Dies liegt daran, dass ein Lautsprecher ein recht komplexes Gebilde ist und eben nur in einem kleinen Frequenzbereich sich wie ein ohmscher Widerstand mit dem Nennwert der Lautsprecherimpedanz verhält. Weiterhin verhält sich ein realer Ausgangsübertrager, selbst wenn auf der Sekundärseite ein echter ohmscher Widerstand angeschlossen ist, auf der Primärseite auch nicht ausschließlich wie ein ohmscher Wechselstromwiderstand sondern es kommen je nach Frequenz auch noch induktive Blindanteile hinzu. Der Betrag der primärseitigen Impedanz kann daher in diesem Fall auch einiges über 16kOhm liegen. Die Blindanteile führen aber natürlich zu keiner höheren Wirkleistung.

Um die Auswirkungen der Rückkopplung auf die Linearität des Verstärkers zu zeigen geben wir ein 1kHz Sinus-Eingangssignal von jeweils 0.7Vss auf den L und R Eingang. Dies führt zu einer Aussteuerung an der Anode von 234Vss bei voll aufgedrehtem Potentiometer. Die Kurvenform der Ausgangsspannung ist unten im linken Bild gezeigt. Nun schalten wir die Gegenkopplungdurch Entfernen des Kondensators C7 ab und regeln die Eingangsamplitude soweit herunter, dass sich wiederum eine Aussteuerung von 234Vss an der Anode ergibt. Die Kurvenform dazu ist unten im rechten Bild gezeigt.


.png   FBcomparison.png (Größe: 6,46 KB / Downloads: 809)

Kommen wir nun noch zu der bis hier zurück gestellten Frage nach der relativ kleinen Kapazität von C6. Zunächst würde man ja versuchen wollen eine möglichst niedrige untere Grenzfrequenz zu erreichen und damit alle Kondensatoren im Signalweg und zur Überbrückung der Kathodenwiderstände im sinnvollen Rahmen möglichst groß zu machen. Es tritt bei tiefen Frequenzen, für die der jeweils verwendete Ausgangsübertrager aufgrund seiner Induktivität gar nicht mehr ausgelegt ist eine merkliche Verzerrung des Signals an der Anode der Pentode auf. Diese Verzerrung kommt dadurch Zustande, dass für diese tiefen Frequenzen der Betrag der primärseitigen Impedanz des Ausgangsübertragers dramatisch absinkt (siehe dazu "Ermittlung des Wechselstromwiderstandes (Impedanz) von Tontrafos", Post #33) und mit dem damit verbundenen Absinken der Anodenwechselspannung auch die Gegenkopplungsspannung absinkt. Die Triodenstufe, die mit ihrem echten ohmschen Lastwiderstand davon nicht betroffen ist, liefert natürlich weiterhin eine entsprechend hohe Signalamplitude die aufgrund der nun mehr oder weniger fehlenden Gegenkopplung die Pentode am Gitter übersteuert, was zu einem merklichen Gitterstrom führt.

Nun könnte man geneigt sein dieses als unkritisch abzutun. Schließlich treten diese Verzerrungen ja nur für solche tiefen Frequenzen auf, die vom Ausgangsübertrager sowieso praktisch nicht mehr an den Lautsprecher übertragen werden. Nun, es wäre unkritisch wenn es zu keinem Gitterstrom kommen würde. Kommt es aber durch die Übersteuerung durch entsprechend tiefe Frequenzen zu einem Gitterstrom, so verschiebt dieser durch Aufladung von C5 die Gittervorspannung an der Pentode zu negativeren Werten hin, die Pentode geht in einen flacheren Teil der Kennlinie und die Lautstärke des Gesamtsignals nimmt ab. Hat C5 sich wieder entladen, so steigt die Lautstärke wieder an. Dieser unerwünschte Effekt wird auch als "pumpen" bezeichnet. Ein typisches Symptom dafür ist die Modulation der Lautstärke des Gesangs im Rhythmus der Basstrommel.

Um diesen unerwünschten Effekt zu vermeiden brauchen wir eine zweite Gegenkopplung, die nur für entsprechend tiefe Frequenzen wirkt und die bei diesen tiefen Frequenzen "ausgefallene" Steuergittergegenkopplung zumindest teilweise ersetzt. Die einfachste Lösung ist es C6 so zu wählen, dass dieser für diese tiefen Frequenzen einen im Vergleich zu R9 nennenswerten Blindwiderstand aufweist und damit zu einer nennenswerten Gegenkopplung der Pentodenstufe führt. Die Wahl von C6 muss natürlich anhängig vom Ausgangsübertrager erfolgen, denn wir wollen damit nur solche Frequenzen wirksam gegenkoppeln die sowieso praktisch nicht mehr vom Ausgangsübertrager an den Lautsprecher übertragen werden. Die untere Grenzfrequenz ist dann, so wie es sein soll, von der Qualität (in diesem Falle Induktivität) des Ausgangsübertragers abhängig.

Der Wert von C6 wird am besten experimentell bestimmt. Dazu werden mit einem Zweikanaloszilloskop die Spannungen (natürlich mit Gleichspannungsanteil!) am Gitter und an der Kathode der Pentode für tiefe Frequenzen bis unter den Hörbereich gemessen und C6 gerade so groß gewählt, dass das Gitter immer negativ gegenüber der Kathode ist und einen "Sicherheitsabstand" von z.B. 200mV aufweist. Je kleiner dieser "Sicherheitsabstand" desto mehr treten bei diesen tiefen Frequenzen zwar keine schweren Gitterstromverzerrungen, wohl aber leichte Anlaufstromverzerrungen auf. Für den verwendeten günstigen 100V ELA Ausgangsübertrager wurde C6 zu 4.7µF optimiert, die untere -3dB Frequenz des Verstärkers liegt dann bei ca. 60Hz.



Gruß Jochen
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#2
Hi Jochen,

das klingt alles sehr interessant, besonders, weil ich für meinen Sansa MP3-Player so einen Verstärker auch bauen möchte.
Mein Plan ist, den Verstärker einer  Philetta mit der ECL86 und den originalen AÜ`s nachzubauen.
Jetzt aber warte ich erst einmal neugierig Deine Vortschritte ab.
Viele Grüße aus Loccum, Wolfgang

Wer niemals fragt, bekommt nicht einmal ein Nein zur Antwort.

In Memorandum 2018
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#3
Hallo Jochen,
boah, was ein toller Bericht, der läd ja regelrecht ein zum Nachbauen. Vielen Dank!
mit freundlichen grüßen aus Dielfen (Siegerland)
Dietmar
Wenn einer dem anderen hilft ohne daraus Profit schlagen zu wollen dann sind wir auf einem guten Weg
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#4
Und hier noch als Ergänzung ein Bild des Prototypenaufbaus. Die 6.3V Heizspannung wird von einem Labornetzgerät geliefert, die 150V Betriebsspannung wird von einem selbstgebauten regelbaren Netzteil mit 0-320VDC und 0-235VAC Ausgängen geliefert.

   

Gruß Jochen
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#5
Hallo Jochen, schöner Bericht!
Am Anfang hast Du die Rahmenbedingungen festgelegt - da fände ich noch interessant, aus welchen Gründen Du jeweils darauf gekommen bist.
Gruß,
Uli
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#6
Hallo Uli

Die Festlegung von Rahmenbedingungen ist ja immer etwas willkürlich. Was hier im wesentlichen dahinter steht ist, dass es sich um eine Schaltung am unteren Ende der Komplexitätsskala handeln soll und nicht um einen high-end Audioverstärker mit Bauteilen die mehrere hundert Euro kosten können. Außerdem sollen die Bauteile einfach beschaffbar sein ohne dass man auf passende Auktionsverkäufe warten muss. Andererseits sollen die Kompromisse bei der maximalen Lautstärke und nicht beim Verzerrungsgrad des Ausgangssignalsgemacht werden. Die Betriebsspannung ist einfach ein Mittelweg zwischen Gefahrenpotential und  Röhrenfunktion. 


Gruß Jochen
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#7
Als Alternative zu dem ECL84 Verstärker mit 150V Betriebsspannung bietet sich natürlich auch eine Variante der selben Schaltung mit der PCL82 und lediglich 65V Betriebsspannung an.

Die 65V Betriebsspannung kann (wie bereits in "Röhrenverstärker für IPod mit PCL81" beschreiben) aus einer 24V Wechselspannung mit einer Greinacher-Schaltung zur Spannungsverdoppelung erhalten werden. Die Heizspannung der PCL82 beträgt 16V bei einem Heizstrom von 300mA. Als Transformator kann also ein leicht zu beschaffender Universalnetztransformator mit sekundärseitigen Ausgangsspannungen von z.B. 4V, 8V, 16V und 24V verwendet werden.

   

Die Schaltung und deren Funktionsweise entsprechen prinzipiell der bereits ausführlich diskutierten Version mit der ECL84. Ich will daher hier nur auf die Unterschiede eingehen:

Die Pentode der PCL hat bei vergleichbaren Schirmgitter- und Anodenspannungen einen deutlich höheren Anodenstrom als die Pentode der ECL84, eignet sich also besser für Schaltungen mit niedrigen Betriebsspannungen. Trotzdem wird man natürlich Kompromisse bei der Ausgangsleistung eingehen müssen. Weiterhin ist der Innenwiderstand der PCL82 Pentode mit typischerweise 15kOhm bis 20kOhm unter normalen Betriebsbedingungen relativ gering. Damit ist auch die erzielbare Spannungsverstärkung geringer als bei der ECL84 Pentode mit einem Innenwiderstand von typischerweise größer als 100kOhm. Dies hat folgende Konsequenzen:

Zunächst muss das Verhältnis von Leerlaufverstärkung zu Gegenkopplungsgrad meistens deutlich niedriger gewählt werden. Dadurch verschlechtert sich aber die Linearisierung der Ausgangsstufe durch die Gegenkopplung. Durch den niedrigen Innenwiderstand findet aber im Gegenzug eine implizite Gegenkopplung (wie bei einer Triode auch) statt: Ansteigende Gitterspannung -> höherer Anodenstrom -> höherer Spannungsabfall am Lastwiderstand -> Absinken der Anodenspannung -> geringerer Anodenstrom, und umgekehrt. Die Linearität der Endstufe muss also insgesamt nicht zwangsweise viel schlechter sein.

Zur Ermittlung des Arbeitspunktes der PCL82 Pentode bei 65V Schirmgitterspannung wurde die Kennlinie Anodenstrom über Gittervorspannung aufgenommen. Daraus ergab sich als Startpunkt ca -3V bei 14mA Anodenstrom. Dies wurde später zu -3.7V bei 11mA Anodenstrom optimiert. Dies ergibt zunächst einen nominal optimalen Lastwiderstand von 5.9kOhm und eine nominale Ausgangsleistung von 358mW. Da die Aussteuergrenze von 130Vss aber nur theoretisch erreicht werden kann und die Annäherung daran zu schweren Verzerrungen führt, können wir auch einen niedrigeren Lastwiderstand von 4kOhm ansetzen. Dies ermöglicht uns bei Verwendung des bereits beschriebenen 100V ELA Ausgangsübertragers die Verbesserung der Basswiedergabe durch folgenden Trick:

Entscheidend für die untere Grenzfrequenz des Ausgangsübertragers ist unter Anderem die Induktivität der Sekundärseite. Zur ordnungsgemäßen Funktion des Übertragers muss die Lautsprecherimpedanz möglichst klein gegenüber dem induktiven Blindwiderstand der Sekundärwicklung sein. Je höher die Induktivität der Sekundärwicklung, desto tiefer daher die untere Grenzfrequenz des Übertragers. Wie verwenden bei dem 100V ELA Übertrager daher möglichst die gesamte Sekundärseite und nicht eine der Anzapfungen. Beim vorliegenden Modell hat die gesamte Sekundärseite (mit 16Ohm nominal gekennzeichnet) zur gesamten Primärseite eine Widerstandsübersetzung von 1:1000, wir schließen also einen Lautsprecher mit 4Ohm Nennimpedanz an den sekundärseitigen 16Ohm Eingang an und erhalten primär 4kOhm statt der nominal gekennzeichneten 16kOhm.

Durch das deutlich geringere Verhältnis von Leerlaufverstärkung zum Gegenkopplungsgrad in Verbindung mit der impliziten Gegenkopplung der PCL82 Pentode aufgrund ihres relativ niedrigen Innenwiderstandes ist das Problem der fehlenden Gegenkopplung bei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz des Ausgangsübertragers signifikant geringer als in der ECL84 basierten Schaltung und benötigt keine gesonderten Gegenmassnahmen. Die Kondensatoren C5 und C6 können daher auf 1µF bzw. 15µF erhöht werden.

Die experimentell ermittelte Aussteuerung bei der noch keine nennenswerten Verzerrungen auftreten beträgt ca. 76Vss bei 1kHz, was zu einer Ausgangsleistung von 181mW an 4kOhm primär führt. Die Spannungsverstärkung der  Pentodenendstufe beträgt mit Gegenkopplung v=6. Wenn wir wiederum festlegen, dass wir die in guter Näherung verzerrungsfreie Aussteuerung von 76Vss bei einem Eingangssignal von 0.7Vss (jeweils an L und R) erhalten möchten, benötigen wir eine Spannungsverstärkung der Triodenstufe von v=18. Dies ist noch deutlich innerhalb der Verstärkungsreserve der Triode mit einem 100kOhm Anodenwiderstand und wir können daher den Widerstand R11 an der Kathode (siehe Schaltplan) einfügen um die Verstärkung auf den gewünschten Wert zu reduzieren und gleichzeitig die Triodenvorstufe noch weiter zu linearisieren. Als untere Grenzfrequenz (Ausgangsspannung an der Anode der Pentode) des Verstärkers ergibt sich damit 30Hz.

Das folgende Oszilloskopbild zeigt die Ausgangsspannung der Triodenstufe an der Anode gemessen auf Kanal 2 (blau) und die Ausgangsspannung der Pentodenstufe (ebenfalls an der Anode gemessen) auf Kanal 2 (gelb) bei einem Eingangssignal von 0.7Vss bei 1kHz jeweils an L und R.


.png   PCL82AmpOut.png (Größe: 5,38 KB / Downloads: 535)

Ehrlich gesagt, diese Variante fängt an mir besser zu gefallen als die ECL84 Variante.


Gruß Jochen Bauer
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#8
Die Versuche mit dem Gleichrichter mit Spannungsverdopplung um auf eine Betriebsspannung von 65V ausgehend von einem 24V Transformator zu kommen zeigten, dass dies zwar prinzipiell möglich aber nicht empfehlenswert ist. Der Grund ist der zu geringe Spannungsüberschuss, der in Verbindung mit dem Ausgangswiderstand des Spannungsverdopplers eine sinnvolle Glättung der erzeugten Spannung mittels RC Gliedern unmöglich macht und die Verwendung von relativ großen Drosseln erforderlich macht.

Da sich die Schaltung mit der PCL82 aber insgesamt als vorteilhaft erwiesen hat, soll diese hier abschließend in einer Version mit 120V Betriebsspannung inklusive der Schaltung für die Stromversorgung vorgestellt werden. Die Erzeugung einer hinreichend glatten (RC-Siebung) Gleichspannung von 120V ist mit einem problemlos beschaffbaren 230V/115V Transformator leicht zu realisieren. Zunächst der Schaltplan:

   

Kommen wir kurz zu den Änderungen der eigentlichen Verstärkerschaltung gegenüber der 65V Version: Die deutlich erhöhte Betriebsspannung ermöglicht eine weitere Glättung der Betriebsspannung an der Triode durch R11 und C8. Da die Pentode nun aber auch weiter ausgesteuert werden kann (die nominale Aussteuerung ist 240Vss), muss die Triodenvorstufe einen höheren Verstärkungsfaktor als die 65V Version haben. Daher entfällt der 2.2kOhm Kathodenwiderstand (R11 im Schaltplan der 65V Version) an der Triode und der Lastwiderstand an der Anode wurde auf 150kOhm erhöht. Die restlichen Änderungen dienen lediglich der Anpassung des Arbeitspunktes von Triode und Pentode an die höhere Betriebsspannung.

Der nominal optimale Anodenlastwiderstand an der Pentode zum Erreichen der theoretischen Aussteuerungssgrenzen von 0V bis 240V bei einem Anodengleichstrom von 20mA bei einer Anodengleichspannung von 120V ist 6kOhm. In der Praxis werden wir uns von den ohnehin nur theoretisch erreichbaren Aussteuerungssgrenzen wegen der auftretenden Verzerrungen fernhalten, wir können als Anodenlastwiderstand daher in der Praxis auch lediglich 4kOhm ansetzen und den 100V ELA Ausgangsübertrager, wie oben in der 65V Version besprochen, verwenden. Die Aussteuerung der Pentode (Anodenwechselspannung) bei der noch keine sichtbaren Verzerrungen auftreten ist 150Vss, welche bei einer Eingangsspannung (jeweils auf L und R) von 0.6Vss erreicht wird. Dies führt an einem 4kOhm  Anodenlastwiderstand zu einer unverzerrten Ausgangsleistung von 703mW, was auch für die Beschallung größerer Zimmer deutlich mehr als ausreichend ist.

Die Verstärkung der Triodenstufe ist v=40, die Verstärkung der gegengekoppelten Pentodenstufe liegt bei v=6.25 bei einer Frequenz von 1kHz. Die untere Grenzfrequenz der Anodenwechselspannung liegt bei f=40Hz. Diese gegenüber der 65V Version erhöhte untere Grenzfrequenz erklärt sich durch den höheren Gleichstrom von 20mA durch den 100V ELA Ausgangsübertrager, der dadurch Aufgrund der langsam einsetzenden magnetischen Sättigung der Kernbleche eine geringere Induktivität als in der 65V Version aufweist. Falls vorhanden können daher statt dem 100V ELA Übertrager auch Ausgangsübertrager speziell für Class-A Endstufen verwendet werden. Die primärseitige Impedanz der Kombination aus Übertrager und Lautsprecher sollte dabei im Bereich von 4 bis 6kOhm liegen.

Nun zur Stromversorgung:

Diese basiert auf einem sehr leicht zu beschaffendem 230V/115V Transformator (TR2) für die Betriebsspannung. Die sekundärseitige 115V Wechselspannung wird mit Hilfe eines Brückengleichrichters gleichgerichtet, die Höhe der entstehenden ungeglättete Gleichspannung hängt dabei von der Leerlaufspannung des Transformators und von dessen maximaler Nennbelastung ab. Die nominal angegebene Spannung an der Sekundärseite wird in der Regel bei Nennbelastung erreicht, darunter ist die Ausgangsspannung deutlich höher (typischerweise 20-30% bei Leerlauf).

Im vorliegenden Prototyp beträgt die Spannung an C9 +180V bei 230V Netzspannung. Diese Spannung wird nun über R12 und C10 auf +120V herabgesetzt und geglättet (eine Drossel wurde vermieden um nicht noch mehr "Eisen" in der Schaltung zu haben). Der dazu notwendige Wert von R12 hängt unmittelbar von der tatsächlichen Ausgangsspannung der Sekundärseite von TR2 ab und muss entsprechend ermittelt werden. Im vorliegenden Fall ergaben sich R12=2.2kOhm. Die an der Anode der Pentodenstufe messbare Restwelligkeit beträgt damit lediglich ca. 80mVss bei auf Masse gelegten L und R Eingängen. Bei der Stereo Version mit einer doppelten Stromaufnahme muss R12 entsprechend verringert werden. Ggf. sollte dann im Gegenzug C10 verdoppelt werden um die Restwelligkeit der Betriebsspannung nicht zu erhöhen.

Die Erzeugung der 16V Heizspannung für die PCL82 erfolgt über den Transformator TR3. Hier kann ein Transformator mit einer nominalen Spannung von 16V auf der Sekundärseite oder auch alternativ 18V in Kombination mit einem entsprechenden Vorwiderstand R13 verwendet werden. Auch hier hängt die tatsächliche Ausgangsspannung der Sekundärseite von der Leerlaufspannung und der Nennbelastung des Transformators ab, so dass auch bei einem 16V Transformator der Vorwiderstand R13 ggf. erforderlich ist. Im vorliegenden Fall wurde ein 16V Transformator und ein Widerstand von R13=2.7Ohm verwendet. Die Heizspannung an der Röhre liegt bei 16.2V bei 230V Netzspannung.

Um eine undefinierte Spannung zwischen dem Heizfaden und der Kathode der PCL82 zu vermeiden wird die Masse der Betriebsspannung (das ist die negative Ausgangsseite des Brückengleichrichters) mit einem der beiden Ausgänge des TR3 verbunden. Diese Masse wird dann über den Netz-Schutzleiter geerdet. Alle größeren Metallteile des Aufbaus inklusive der Transformatorbleche müssen damit verbunden werden.

@Wolfgang, Dietmar
Das wäre von meiner Seite aus die mehr oder weniger finale Version, falls sich jemand an einen Aufbau machen will.

Gruß Jochen
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#9
Hallo

Danke für den schönen Bericht und Anleitungen. Auch gefällt mir, das es mit günstigen P Röhren realisierbar ist.
Gruß Helmut
----------------
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#10
..sehr interessanter Bericht Jochen!
Vielleicht eine kleine Anmerkung:
Einen richtigen AÜ einsetzen, denn z.B. in der "Bucht",
werden oft 5KOhm Übertrager (EL84), recht günstig angeboten.
Viele Grüße,
Rolf
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#11
(11.10.2017, 10:22)Bastelbube schrieb: ..sehr interessanter Bericht Jochen!
Vielleicht eine kleine Anmerkung:
Einen richtigen AÜ einsetzen, denn z.B. in der "Bucht",
werden oft 5KOhm Übertrager (EL84), recht günstig angeboten.
Viele Grüße,
Rolf

Hallo Rolf

Wenn verfügbar, dann sowiso! Es sollten natürlich Ausgangsübertrager für "Single Ended" (Class A) Ausgangsstufen sein, die auch von einem entsprechend hohem Gleichstrom durchflossen werden dürfen ohne in die Sättigung zu gehen. Wie gesagt, die 120V Variante kann mit Anodenlasten von 4-6kOhm betrieben werden. Ich habe z.B. einen (recht teuren, mit 30H primärseitiger Induktivität) 5.2kOhm "Single Ended" Übertrager aus einem Gitarrenverstärker mal testweise verwendet, damit geht die untere Grenzfrequenz dann sogar auf 20Hz herunter.
   
Gruß Jochen
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#12
Hallo, Jochen,
Danke für den Bericht. Einen NF Verstärker hat fast jeder hier schon mal gebaut, aber das Hintergrundwissen, dass drin Steckt ist hier sehr ausführlich detailliert beschrieben. Das ist vor allem für denjenigen die keine ausgebildete Elektroniker sind, sehr nützlich.
Gruß,
Ivan
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#13
Eine Variante für Einsteiger in die Röhrentechnik habe ich noch: Die folgende Version kann an einem 30V Labornetzgerät betrieben werden, das in vielen Fällen in der Hobby-Elektronikwerkstatt vorhanden sein dürfte.

   

Kurz zu den dazu notwendigen Anpassungen in der Schaltung:

Der Anodenstrom der Triode beträgt hier lediglich 100µA, die dazu notwendige negative Gittervorspannung von -0.6V wird  über den Anlaufstrom (siehe "Ein Röhrenverstärker als Ersatz für aktive PC-Lautsprecher", Post #15) durch einen 120kOhm Gitterableitwiderstand erzeugt. Da bei niedrigen Anodenströmen der differentielle Innenwiderstand R_i der Triode stark ansteigt und damit auch der Ausgangswiderstand der Triodenstufe ansteigt muss zur Beibehaltung des Rückkopplungsgrades der Widerstand R10 auf 1.5MOhm erhöht werden.

Die Pentode der PCL82 kann bei 30V Schirmgitterspannung, 30V Anodenspannung und 0V Gitterspannung ca. 12mA Anodenstrom liefern. Der Arbeitspunkt der Pentode muss daher in die Gegend von ca. 6mA gelegt werden. Dazu wird der Kathodenwiderstand der Pentode R9 auf 220Ohm erniedrigt. Der Kondensator zur wechselstrommäßigen Überbrückung von R9 wird auf 4.7µF erniedrigt um die Verzerrungen bei niedrigen Frequenzen zu minimieren (siehe dazu auch Post #1 in diesem Thread). Die untere Grenzfrequenz der Wechselspannung an der Anode der Pentode liegt damit bei Verwendung eines 100V ELA Ausgangsübertragers bei ca. 60Hz.

Der nominal optimale Anodenlastwiderstand der Pentode ist ca. 5kOhm. Da wir uns von den Aussteuerungsgrenzen wegen der auftretenden Verzerrungen fernhalten wollen können wir, wie bisher auch, den Anodenlastwiderstand mit 4kOhm ansetzen. Wir können daher neben ausgebauten entsprechenden Übertragern aus alten Geräten auch den bisher verwendeten 100V ELA Übertrager mit einem 4Ohm Lautsprecher am 16Ohm Anschluß weiter benutzen, was wie bisher auch zu einer Primärimpedanz von 4kOhm am 10W Anschluss des Übertragers führt.

Die (in guter Näherung) noch unverzerrte Anodenwechselspannung an der Pentode beträgt 30Vss. Bei 4kOhm Anodenlast erreichen wir damit also ca. 28mW Ausgangsleistung, was für die Beschallung eines Schreibtisches noch ausreicht. Die notwendige Eingangsspannung für eine Aussteuerung von 30Vss beträgt 0.2Vss (jeweils an L und R), die Verstärkung der Triodenstufe ist v=22.6, die der gegengekoppelten Pentodenstufe v=6.6. Das folgende Oszilloskopbild zeigt die Ausgangsspannung an der Anode der Triode (CH1, gelb) und der der Anode der Pentode (CH2, blau) bei einer Eingangsspannung von 0.2Vss bei einer Frequenz von 1kHz.


.png   Output30V.png (Größe: 5,23 KB / Downloads: 337)

Die Betriebsspannung wird, wie bereits erwähnt, von einem 30V stabilisierten Labornetzgerät erzeugt, die 16V Heizspannung der PCL82 bei einem Heizstrom von 300mA werden von der selben Ausgangsspannung über einen 47Ohm Vorwiderstand erzeugt.


Gruß Jochen
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