Radio-Bastler-Forum (RBF)

Hallo in die Runde,

mein Hauptinteresse gilt ja weniger den Radios als vor allem Röhrenverstärkern. Vor allem für Bass und Gitarre. Seit ein paar Monaten bin ich dabei, mich ein wenig in LTSpice hineinzufuchsen. Dabei dürfen die Simulationen durchaus auch mal Selbstzweck-Charakter annehmen.

Letzte Themen waren die Frage, ob man einem Epiphone Valve Junior (Gitarrenverstärker mit EL84SE-Endstufe) auch mal mehr Leistung entnehmen kann. Dank bereits vergrößerten Ausgangsübrtrager erscheint es nicht so arg abwegig, mal eine größere Endröhre auszutesten, z.B. eine 7591 oder eine 6L6GC.

Das zweite Thema ist ein Bausatz, den ich vor ein paar Jahren nicht zum Laufen gebracht habe - die 15W-Endstufe von WoJoBe. Auch hier habe ich das Konzept überarbeitet und will andere Ideen umsetzen, insbesondere in bezug auf die Phasenumkehrstufe. Hier mal exemplarisch beide Beispiele. Beide Schaltungen sind so weit, dass ich sie aufbauen könnte; die fehlenden Teile stehen auch schon auf meiner Einkaufsliste.

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So, und jetzt geht es darum, die Modelle weiter zu verfeinern. 

Problemzonen ist in erster Linie die Modellierung des Ausgangsübertragers. In der Regel wird da mit intelligent geratenen Werten gerechnet. Weil die Trafodaten aber einen deutlichen Einfluss auf den Frequenzgang und - beim Vorhandensein einer Über-alles-Gegenkopplung - auf die Stabilität der Schaltung haben, wünsche ich mir deutlich realistischere Modelle.

Das zweite Thema sind die Röhrenmodelle, besonders bei Pentoden. 

Zurück zu den Trafos: es geht darum, vorhandene Trafos so weit auszumessen, dass ich sie in Modelle umsetzen kann - also Primär- und ggf. auch Streuinduktivitäten bestimmen. Mit möglichst simpler Laborausstattung.  Das gilt einerseits für die beiden gezeigten Fälle (ATRA 211 von Wüstens und Ü3 von Welter), aber auch für größere Übertrager aus alten Dynacords und der Echolette M40.

Hier also die Frage: was muss ich da alles messen und wie am geschicktesten?

Zum Thema Modellerstellung und Messungen an Übertragern habe ich hier etwas gefunden:

http://ayumi.cava.jp/audio/pow/node4.html

(das ist auf Japanisch; die englische Google-Übersetzung ist im Unterschied zur deutschen zum Glück lesbar).

Hallo Beate,
war lange nicht hier und bin gerade zufällig an deinem thread hängen geblieben.
Also im Allgemeinen sind Röhrenverstärker leicht zu berechnen und auch genügsam in der Quantität der Bauelemente.
Ein Simulationsprogramm habe ich bislang nicht benötigt. Mein Eq. ist ein Sinus-Rechteckgenerator (NF, Rechteck ist wichtig, um die Sprungantwort auf einen Stoß (steile Flanke) zu ermitteln), Oszi, Röhrenvoltmeter und ein Spektrumanalyzer (kürzlich erworben, zur Darstellung der geradzahligen und ungeradzahligen Harmonischen --> Klirrfaktor).
Bislang bin ich damit sehr gut ausgekommen und habe auf jegliche Art der Simulation verzichten können. Einzig ein kleines Programm "sapwin" zur Simulation von kleinen RLC-Netzwerken (Amplituden- und Phasengang) nutze ich öfter zur Dimensionierung frequenzabhängiger Gegenkopplungen und zur Ermittlung der Grenzfrequenz von Hoch- und Tiefpass.
Viel wichtiger als der Trockentest (Simulation) erscheint mir das Wissen um die Physik/Verhalten der aktiven und passiven BE..
Bei Heizung und hochohmigen Eingängen spielt der Brumm/Rauschabstand oder allgemein Störabstand eine entscheidende Rolle. Dieser sollte mindestens 60 dB betragen und lässt sich nur durch sehr sorgfältige Verdrahtung, Vermeidung von Masseschleifen, Symmetrierung der Heizung, Anordnung der streuenden BE (Netz- /Ausgangstrafo) erreichen. Da scheitert jegliche Simulation und allein Erfahrung zählt.

Zur Simulation: Alle 1 Ohm Shunts (vorzugsweise in den Kathodenzweigen) ergeben für mich schaltungstechnisch keinen Sinn und messtechnisch gleich gar nicht. Spice sollte die wichtigen Spannungen auch ohne Shunts ermitteln können. Im 2. Schaltbild ist sicher ein Fehler, denn C14 ist überbrückt und damit wirkungslos.

Zu den AÜs: Wir wissen, dass XL=wL,eine komplexe Größe ist und die Zeiger frequenzabhängig sind und u.a. Phasendrehungen verursachen. Die Impedanz von Lautsprecher und Ra(a) der Endröhre(n) wird mittels AÜ angepasst und gilt nur für eine bestimmte Frequenz (meist 800Hz oder neuerdings 1kHz).  Leider kann auch eine Simulation die tatsächliche Physik nur ansatzweise nachbilden. Wenn ich zuhause bin, schicke ich ein paar Literaturquellen. Wichtiger ist auch hier der Erfahrungswert.
Praktisch gilt für die Kerngröße:

• EL84 (6V6) pp --> (12-18W, je nach Betriebsart): >=M85, bei Gegenkopplung reicht auch M74
  
• EL34 (6L6, EL12) pp --> (20-100W): >=M102A [in einem Supremcombo, habe ich auch hier schon einen M74 gefunden, der prima, Dank GK, funktioniert und für Gitarre auch hinreichend tiefe Frequenzen überträgt; für Bass ungeeignet]
  

Weiterhin gilt:

• Übertragung tiefer Frequenzen --> viel Eisen
  
• Übertragung hoher Frequenzen --> Verringerung von Streukapazitäten (Tiefpasswirkung) --> verschachtelte Wicklungen
  

Bin gerade auf Arbeit, deshalb alles 'n bisschen unpräzise (Literaturquellen hänge ich später an).

Zur Gegenkopplung: Immer wieder umstritten!
Pro:

• Verringerung des Innenwiderstandes des Verstärkers, bei Röhre erheblich
  
• Erhöhung des Dämpfungsfaktors des Lautsprechers (der Lautsprecher, ein Federsystem, das dazu neigt, Eigenschwingungen zu erzeugen, die das Klangbild verfälschen. Triodenverstärker sind diesbzgl. viel besser als Penthodenverstärker.
  
• Möglichkeit einer eleganten, hochwirksamen Klangbeeinflussung (Bass-Treble-Boost)
  
• Verbesserung des Störabstandes (allgemein)
  

Kontra:

• Das nätürliche, lebendige, detailreiche Übertragungsverhalten aufgrund des günstigen Oberwellenspektrums einer Röhre (vergleichsweise lineare Kennlinie gegenüber dem Transistor) wird eingeengt und z.T. verfälscht (siehe Sprungantwort, oben).
  
• Die Verteilung der Oberwellen im Spektrum wird verändert, was oft einen sauberen Klang hervorruft, aber eben auch nicht selten - einen sterilen.
  

Deshalb neigen audiophile Ingenieure beim Entwurf von Röhrenverstärkern indes wieder dazu - trotz aller Vorteile - die GK wegzulassen oder zumindest regelbar abzuschwächen.

Liebe Beate, ich melde mich nochmal mit mehr Details.

PS: Als Hobbygitarrist in einer kleinen Jazzcombo entwerfe ich nebenberuflich (nicht nur hierfür) kleinere und größere Amps für hochohmige Piezoabnehmersysteme (Nylonsaiten: Gitarre, Geige, Cello). Z. Zt. baue und optimiere ich ein Digitalhallmodul mit Röhrenansteuerung (Kathodenfolger) als Separatgerät oder zum nachträglichen Einbau und bin begeistert... (keine Schnarren und Klirren, keine Vorzugsfrequenzen).

Liebe Grüße
Stephan

Guten Tag Beate,
bitte was sind SPICE? Ich habe gefunden "Drogen"

Frage Wozu das Ganze? Dürfte weder für Deine noch unsere Arbeit relevant sein!
Außerdem ist die Arbeit nicht ganz fehlöerfrei.
Viele Grüße
Gerd

(06.11.2017, 19:12)beate schrieb: [ -> ]...Letzte Themen waren die Frage, ob man einem Epiphone Valve Junior (Gitarrenverstärker mit EL84SE-Endstufe) auch mal mehr Leistung entnehmen kann. Dank bereits vergrößerten Ausgangsübrtrager erscheint es nicht so arg abwegig, mal eine größere Endröhre auszutesten, z.B. ... eine 6L6GC.
...
Hier also die Frage: was muss ich da alles messen und wie am geschicktesten?

Hallo Beate,

kann man sicherlich alles machen, aber die Frage ist die, ob Du da mit der SPICE-Simulation nicht mit Kanonen auf Spatzen schießt.

Im Class-A-Betrieb nach Datenblatt haben die EL84 und die 6L6 bei 250 Volt unterschiedliche Ra mit 5,2 bzw. 2,5 KOhm. Selbst wenn Du also einen anderen OT verwendest und der 6L6 ihre korrekte Gittervorspannung (Änderung Kathodenkombination) verpasst, wirst Du das bißchen Plus der Leistung nicht hören. Mit einem wirkungsgradstarken Speaker, wie einem Clelestion V30 zum Beispiel, kommst Du u.U. schneller ans Ziel.

Link zu Röhrendaten? Hier

Messung der Primärimpedanz eines Ausgangsübertragers? Hier

Gruß Michael

Weil Ihr dran hängen geblieben seid, ein bisserl Hintergrund zum 6L6SE-Verstärker:

Der Epiphone Valve Junior ist als SE-Verstärker trotz seiner EL84 schon etwas speziell. Dort wird die EL84 an 300 V Anodenspannung betrieben (Potentialdifferenz zwischen Anode und Katode). Der Anodenstrom ist entsprechend reduziert, und man konnte einen sehr kleinen Übertrager einsetzen, in der Urversion sogar mit den für diese Anodenspannung optimalen 7-7.5 kOHm.

Vor ein paar Jahren hatte ich den Verstärker bereits auf 250 V umgebaut und ihm einen besseren Übertrager spendiert. Und da drängt sich fast schon die Frage auf, ob man in Verbindung mit einer größeren Röhre weniger Leistung in der Siebkette verbrät und mehr an den Lautsprecher liefert. Das habe ich dann zunächst mal grob aus den Datenblättern abgeschätzt und hier als Machbarkeitsstudie untersucht.
Die 5.2 kOhm passen übrigens ganz gut zu einer 6L6GC bei 320 V Anodenspannung, und die Simulation sagt irgendwas über 8 W voraus, also immerhin über 50% mehr als mit der EL84.

Das Schöne an der Simulation ist bei solchen eher exotischen Fragestellungen, dass man sowas mit ein paar Mausklicks zusammenbauen und untersuchen kann und dann auch andere Ideen durchspielen.

Und bei der 15-W-Endstufe gings mir vor allem um die Phasenumkehrstufe. So nebenbei leistet die Class-B-Endstufe schon ein bisserl mehr als der ursprüngliche Class-AB-Aufbau, der zudem nicht so ganz unproblematisch ist, weil die Schirmgitterspannung größer als die Anodenspannung ist.

Ach wenn ich ganz gut in der Lage bin, eine Endstufe ohne Simulationsprogramm zu untersuchen, mir macht das LTSpice Spass, und es reizt mich einfach, die Möglichkeiten der Software so nach und nach immer ein bisserl stärker auszureizen. Einfache überschaubare Situationen, zu denen mal "Sollwerte" aus den Datenblättern entnehmen kann, sind zum Erlernen des Simulationsprogramms in meinen Augen angezeigt.

Hi Beate,

[ob man in Verbindung mit einer größeren Röhre weniger Leistung in der Siebkette verbrät und mehr an den Lautsprecher liefert.]

Naja, da hat man ja eigentlich die Grenze der machbaren Anodenverlustleistung, bevor die Röhre rote Backen kriegt. Und was man da der Röhre zumuten kann, sieht man ja auf der Arbeitsgeraden, die man sich anhand der Kennlinienschaar anlegen kann.

[Die 5.2 kOhm passen übrigens ganz gut zu einer 6L6GC bei 320 V Anodenspannung, und die Simulation sagt irgendwas über 8 W voraus, also immerhin über 50% mehr als mit der EL84.]

Klar, Du kannst immer "fehlanpassen" (Gänsefüßchen bewusst gesetzt). Die Frage ist letztendlich, was als Klangergebnis rauskommen soll. Wobei dennoch das Thema "Lautstärke" hier nicht berührt ist. Es sind lediglich ein paar Watt NF-Leistung mehr, die bei einem schlechteren Speaker schnell so gut wie nicht mehr hörbar sein können. Und eines kommt hinzu - ein Übertrager mit höheren Verlusten in der Praxis kann die schönste Simulation wieder zunichte machen.

[Und bei der 15-W-Endstufe gings mir vor allem um die Phasenumkehrstufe. So nebenbei leistet die Class-B-Endstufe schon ein bisserl mehr als der ursprüngliche Class-AB-Aufbau...]

Oha, jetzt geht's durcheinander. Ein Splitload-PI liefert so gut wie keine Verstärkung, ein Longtail hingegen schon. Das hat aber erst mal nichts mit der Endstufe hintendran zu tun, außer, dass die Longtail mehr Spannung liefert. Das zum einen. Der nächste Punkt ist dann die Arbeitsweise der Endstufe, d.h. die Lage ihres Arbeistpunktes UND leider damit auch zwangsläufig verbunden die Leistungsfähigkeit des Netzteiles.

Gruß Michael

Hallo Beate und Interessierte,

ungeachtet der Tatsache, dass du vermutlich viel mehr weißt als du fragst, möchte ich dennoch einige Anmerkungen zu den Schaltungen und zur Simulation machen.

Zunächst zu den 1 Ohm Shuntwiderständen:
Vermutlich fügt lt-spice diese ein, um den Strom in den Zweigen indirekt anzuzeigen. So fließt durch den 1 Ohm Shunt der Strom in [mA], der in den Simulationen über diesen an Spannung in [mV] abfällt - nur so ergibt das Sinn.

Zu den Schaltbildern:

Im Schaltbild 1 (EL84pp) fließen demgemäß in beiden Kathoden lediglich 16 mA (<1/3 des class A-Ruhestroms), so dass abzüglich des Schirmgitterstromes ca. 11 mA Anodenruhestrom/Röhre fließt und dies verdeutlicht den starken B-Betrieb. Der Wirkungsgrad und die Wirkleistung dieser Endstufe ist besonders hoch. Aber dies wird durch 2 Nachteile relativiert:
1. Der Anodenstrom schwankt erheblich zwischen Ruhe und Aussteuerung --> das Netzteil muss dem standhalten. Dies bedingt einen großen Netztrafo mit geringem Innenwiderstand und eine "harte" Siebkette (große Lade- und Siebelkos, kleine Längssiebglieder (R,L)) --> macht den AMP teuer und vor allem schwer!
2. Die Übernahmeverzerrungen im Nulldurchgang der im AÜ addierten Sinusspannungen beider Gegentaktröhren, von der eine abwechselnd fast vollständig gesperrt ist sind erheblich. Die sogenannten Artefakte sind vor allem bei kleineren Lautstärken hörbar, da sie - bezogen auf die variable Gesamtlautstärke - konstant bleiben, und daher besonders bei geringer Lautstärke stören.
Für Instrumentenverstärker (insbesondere Bass, der ja immer "laut" sein muss (zum Ärger der anderen Musiker)) mag das gehen - für audiophile Genießer ist das inakzeptabel.
Die einzige Vorstufe in diesem Amp ist eine DC-gekoppelte Kathodynstufe. Mit der hier verwendeten ECC82 ist das BIASing kein Problem, denn sie ist strompotent und daher problemlos auch bei kleiner Uak mit einer hinreichend großen Gittervorspannung (weit weg der -ug=0 KL) zu entwerfen. Die ECC83 stellt da größere Herausforderungen an den Designer. Dafür ist aber ihre Verstärkung höher, denn bei DC-Kathodyn ist die erste Triode die Gain-Stufe und die zweite bewirkt die Phasenumkehr, ist zu 100% gegengekoppelt, so dass deren Verstärkung <1 ist. Das ist dir aber sicher alles klar, für alle interessierten Mitlesenden hier nochmal ein Beitrag aus dem Forum (und auch hier mit der ECC83).
Warum schreibe ich das? Mit der ECC82 als einzige Vorstufe ist das noch gar kein richtiger Verstärker, denn er ist äußerst unempfindlich, aufgrund der geringen Gesamtverstärkung und des doch recht hohen Eingangsspannungsbedarfes der EL84 aufgrund des B-Betriebes (14Veff). In meinen Augen ist diese Schaltung eine gute Endstufe, die bei Vollaussteuerung vermutlich mindestens 800 mV Eingangsspannung braucht (da eine schwache GK vorhanden ist - wahrscheinlich sogar mehr). Das mag für einen CD- oder MP3-Player genügen, aber nicht für einen Instrumentenverstärker. Da fehlt die kritische Vorstufe, die mit einer zusätzlichen Verstärkung von ungefähr 1:40 die Eingangsspannung auf übliche 20 mV verringert, um auch Instrumentenabnehmer (Humbucker, Singlecoil, Piezo) vernünftig aussteuern zu können.


Zum 2. Schaltbild (wenn meine Kritik nicht schon dich, liebe Beate, und alle anderen Techniker und Musiker vertrieben hat):

Die 6L6 ist der EL34 ähnlicher als der EL84. Mit ca. 60 mA Kathodenstrom, bei UB=320V ist sie als SE-Verstärker gut dimensioniert.
Allerdings braucht sie eben dafür auch mindestens 22 Veff Eingangsspannung. Das muss die Vorstufe mit einer halben ECC83 und einer halben ECC82 (eine ungünstige Konstellation im Übrigen), einem dämpfenden Klangnetzwerk und Gegenkopplung erstmal leisten. Auch hier erscheint mir der Verstärker im Ganzen zu unempfindlich.
Als Penthode mit 19 W Verlustleistung kann diese rein rechnerisch max. 9.5 Watt Wirkleistung abgeben. Das Leistungsdreieck (UA/IA-Kennlininefeld) wird größer, wenn man den AP der Röhre (noch im linearen Bereich natürlich) auf die Verlustleistungshyperbel zu höheren Spannungen und kleineren Strömen hin legt (rechts unten).
Hänge diesbezüglich einige Fotos an, die die Dimensionierung einer EL34SE-Schaltung beschreiben. Dabei wird die Wirkleistung der Endröhre aufs Äußerste forciert (sehr interessant).

Fotos sind n' bissel dunkel, hatte nicht viel Zeit...

[attachment=43914][attachment=43915]
[attachment=43916][attachment=43917]
[attachment=43918][attachment=43919]

Letzte Anmerkung (zunächst):

Zitat:Und da drängt sich fast schon die Frage auf, ob man in Verbindung mit einer größeren Röhre weniger Leistung in der Siebkette verbrät und mehr an den Lautsprecher liefert. Das habe ich dann zunächst mal grob aus den Datenblättern abgeschätzt und hier als Machbarkeitsstudie untersucht.

Wenn man eine "größere Röhre" einsetzt (höhere Verlustleistung), dann fließt auch mehr Strom durch die Siebkette und dementsprechend vergrößert sich dort auch der Spannungsabfall. Mit der größeren Leistung ist immer auch ein leistungsstärkeres Netzteil verbunden und wie oben bereits erwähnt, bei Gegentakt in AB+ oder B-Betrieb auch eines mit kleinem Innenwiderstand.
Eigentlich ist das logisch und daher bin ich nicht sicher, das Zitat richtig interpretiert zu haben.

Auf alle Fälle zeigen die Fotos, dass im SE-Betrieb mit höheren Anodenspannungen günstigere Leistungswerte erzielt werden können, ohne die Leistungshyperbel zu überschreiten. Und - damit gebe ich dir recht - vergrößert sich der in den Datenblättern angegebene RA (Primärimpedanz AÜ), da die Krümmung der Leistungshyperbel im unteren Bereich flacher verläuft und so der Anstieg der Tangente (RA) flacher wird, was zu einem größeren Ra führt.
Und nun gibt es doch ein eindeutiges Pro zur Simulation, denn das kann man sicher prima durchspielen.
Die Methode: " Mit Lineal und Finger auf Kennlinie und R=U/I" finde ich aber immer noch recht gut.

Liebe Grüße,
Stephan

Hallo Stephan

danke für die ausführliche Antwort.

"Die Methode: " Mit Lineal und Finger auf Kennlinie und R=U/I" finde ich aber immer noch recht gut. "

Ich auch. Habe ich auch gemacht. Besonders bei der SE-Endstufe.

Die 1-Ohm-Shunts hat nicht LTSpice eingefügt, sondern ich, um mal eben gerade mit maximaler Faulheit die Ströme ablesen zu können. An die Katoden der PP-Endstufe werden sie auch real kommen, damit ich wenigstens eine Chance zum Messen der Ruheströme habe. Eigentlich bräuchte ich sie separat in Sockeladaptern...

Um Missverständnissen vorzubeugen: die PP-Schaltung ist eine reine Endstufe, ihre Eingangsempfindlichkeit will ich bei 2-3 V haben. Da kommt noch eine Doppeltriode pro Kanal davor. Die Schaltung habe ich bereits in einen Dynacord G-2000 eingepflanzt. Da hat die Endstufe einen Eingangsempfindlichkiet von 6V.

Eine PP-Endstufe mit -14 V an den Katoden der EL84 gibt es bereits in der Echolette M40

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Auch wenn die Geräte alles andere als audiophil sind, sind die Übernahmeverzerrungen noch nicht so ausgeprägt, dass sie auffielen. Daher bin ich zuversichtlich. Und der Trafo kann immerhin 200 mA liefern. Das ist so gut ich es weiß auch in der Simulation drin.

Zur 6L6SE-Schaltung: in die Nähe der 320 V Anodenspannung kann ich hier nur kommen, wenn ich den ersten Widerstand der Siebkette so klein wie möglich mache. Die Zeitkonstante hat einen Wert, von dem ich weiß, dass der Trafo das auch in der Aufwärmphase bedienen kann. Zusätzlich gehts in dieser Situation *nur* mit direktem Biasing - die 22V Abfall an einem eventuellen Katodenwiderstand würden alles zunichte machen. Und mit direktem Biasing sind die Anforderungen gerade der 6L6 an die Gitterableitung sehr groß. Ihre Ansteuerung wird daher schwierig, ganz besonders mit einer ECC83 davor. Die ECC81 scheidet wegen ihrer Neigung zur Mikrofonie leider aus (schade, ich mag den Sound der Röhre...). Bleibt also eine 12AY7 und eine ECC832 (Sockelkompatibilität zur ECC83 ist hier Randbedingung). Die 12AY7 wäre ebenfalls denkbar. Die habe ich noch nicht untersucht.

Das Projekt ist also eine Optimierung mit diversen Stellschrauben. 
Die Anforderung an die Eingangsempfindlichkeit beträgt übrigens 30-60 mV. Das bekomme ich mit der Schaltung hin.

Was mich jetzt vor allem interessiert ist die Stabilität der Schaltungen, wenn die Gegenkopplung aktiv ist (sie soll schaltbar werden). Und dazu weiß ich zu wenig über die Übertrager und auch zu wenig über die Genauigkeit der Röhrenmodelle - beides wird da wichtiger sein als bei einer Simulation unter "normalen" Bedingungen.

(09.11.2017, 22:21)beate schrieb: [ -> ]Zur 6L6SE-Schaltung: in die Nähe der 320 V Anodenspannung kann ich hier nur kommen, wenn ich den ersten Widerstand der Siebkette so klein wie möglich mache. Die Zeitkonstante hat einen Wert, von dem ich weiß, dass der Trafo das auch in der Aufwärmphase bedienen kann. Zusätzlich gehts in dieser Situation *nur* mit direktem Biasing - die 22V Abfall an einem eventuellen Katodenwiderstand würden alles zunichte machen. Und mit direktem Biasing sind die Anforderungen gerade der 6L6 an die Gitterableitung sehr groß. Ihre Ansteuerung wird daher schwierig, ganz besonders mit einer ECC83 davor.

Hallo Beate,

was spricht dagegen, die Gittervorspannung mit einer Transistorschaltung zu stabilisieren? Es wäre ein bischen Silizium im Verstärker aber das ist es im Gleichrichter doch vielleicht sowieso.

Viele Grüße

Ingo.

Hallo Ingo, da spricht gar nicht viel gegen. Wichtig ist halt vor allem, eine zusätzliche negative Spannung zu erzeugen, damit zwischen Katode und Anode die volle Spannung hinter dem Gleichrichter anliegt.

(09.11.2017, 14:19)dudilak schrieb: [ -> ]...ungeachtet der Tatsache, dass du vermutlich ......

Scnr Stephan, ich weiß (ganz sicher, ohne Vermutung), daß Du das besser kannst!
Aber da bin ich drüber gestolpert und hab mir dabei ein Auge verrenkt

Und jetzt bitte ontopic weiter, ich finde das sehr spannend!


Nachtrag zu Stephan: Mir war ja schon klar was Du meinst, ich fand nur die "vermuteten Tatsachen" spannend. Hätte ich eher der Trump- und Fake-News Welt zugeordnet
Hab hier leider fachlich nix beizutragen, kann weder Beate und schon gar nicht Dir irgendwas erklären - dafür lese ich um so interessierter

Edit 2: Ups, sorry, ph... habs mal schnell geändert

Hallo Uli,
schön auch mal wieder von dir zu lesen.

Hab zunächst nicht ganz verstanden. Meintest du die "vermutliche Tatsache"?
Nun, das geht schon. Wird in der Stochastik - der "Kunst des Vermutens" immer so gemacht. Letztlich fehlt die 100%ige Sicherheit (Vermutung). Aber aus dem fachkompetenten Inhalt Beates abgeleitet, oder - stochastisch argumentiert - Signifikanz und Erwartungswert bzgl. einer "quasi in und zwischen den Zeilen erfassten Stichprobe mit einer beachtlichen relativen Häufigkeit bzgl. des Ereignisses: "Fachwissen vorhanden" lassen die Prognose der Tatsache zu.

Naja, will's nicht übertreiben - Rotwein und Obstler sind dran schuld, da sie so beständig sind - vor allem freitags.

Reinhauen!
S.

Zum Fachwissen: ich denke, ich habe ein gesundes Halbwissen, aber nur mäßig praktische Erfahrung. Ganz besonders, wenns um Fehlersuche geht.

Guten Abend,

bzgl. Post #9:
Aus meiner Sicht steht der Umsetzung von Schaltung1 (EL84pp) nichts im Wege, wenn ein leistungsstarker Netztrafo vorhanden ist.
Hier ist auch die fixed-Bias-Variante zu vertreten, obgleich der BE-Aufwand höher wird. Willst du, liebe Beate, die negative Gittervorspannung von ca. 14 Volt nicht mittels einer zusätzlichen Sekundärwicklung oder über eine Anzapfung der Anodenspannungswicklung erzeugen, wie es gemeinhin gemacht wird, habe ich hier eine interessante Möglichkeit gefunden.
[attachment=44074]
Schaltung stammt vom Fender Princeton Reverb. Witzigerweise wird hier gleich noch ein Vibratomodul draufgelegt, welches gemäß Generatorfrequenz das BIAS moduliert und so sehr einfach diesen (etwas nervigen) Effekt erzielt.
Wichtig bei fixed-Bias ist eine großzügige Siebung der gleichgerichteten Vorspannung unter Beachtung des maximal zulässigen Gitterableitwiderstandes, der in die Siebkette als Längswiderstand eingeht.

Etwas kritischer betrachte ich die 6L6SE-Schaltung. So fange ich gleich beim Netzteil an: Die erste Siebkette (nach dem Lade-C) bringt gar nichts. Die Zeitkonstante aus R16 und C10  ist so klein, dass die obere (3dB) Grenzfrequenz des Tiefpasses bei ca. 170 Hz (viel zu hoch) liegt. Siehe Simulation:
[attachment=44075]
Damit geht der 50 Hz und 100 Hz Netzbrumm ungehindert in die Schaltung.
Viel wichtiger ist ein Schutzwiderstand vor dem Lade-C von ca. 100-250 Ohm/2 Watt, abhängig von der Sekundärspannung des Trafos, der die Gleichrichterröhre vor großen Ladeströmen durch Umladeprozesse an CL schützt. Nimmst du eine EZ81, sieht das so aus.
[attachment=44077]
Ich habe sehr gute Erfahrungen mit Gleichrichterröhren gemacht und baue nie wieder Halbleiter als GR ein. Einerseits lege ich Wert auf Gesamtästhetik, andererseits garantiert die Röhre ein sanftes (langsames) Hochfahren der Anodenspannung für die nachfolgende Schaltung. So kann R19 entfallen, der Spannungsspitzen bei noch kalten Röhren im Einschaltmoment verhindert, was u.U. zur Zerstörung von Kondensatoren führen könnte. Dieser Widerstand ist nur dann nötig, wenn der Gleichrichter ein Halbleiter ist.
Jetzt zum Kernproblem:
Eine SE-Endstufe arbeitet immer im A-Betrieb. Deshalb ist der Ruhestrom der Endröhre konstant (im Gegensatz zu PP AB, B). Bei Aussteuerung steigt der Stromverbrauch der Schaltung nur gering. Meiner Meinng nach besteht der einzige Grund ein fixed-Biasing (mit entsprechend höherem Aufwand zu betreiben) darin, eine ausreichend hohe Anodenspannung für die 6L6 zu gewährleisten. Dies hast du auch bereits erwähnt. Für mich wäre dies aber der einzige Grund. Im Umkehrschluss würde das Kathodenbiasing genauso gut funktionieren, wenn noch genügend Uak verbliebe. Das müsste der Netztrafo leisten.
Da ich nicht weiß (@ Uli: vermutete Tatsache), wie dein Trafobestand aussieht, kann ich nur sagen, dass die Trafos in vielen Röhrenradios mit elekrodynamischen Lautsprechern (Feldspule, die als Drossel fungiert) ca. 80mA Anodenstrom und ca. 2*330V Sekundärspannung liefern. Diese Gegebenheiten erzielen locker nach GR und Siebung die geforderten 320 V- und sind somit bestens geeignet für dein 2. Projekt.
Mein Tip: Besorg dir alte Sachsenwerk-Radios (z.B. Schrottchassis: 551W, 522W). Diese bekommst du günstig im Netz oder vielleicht sogar von unseren Mitgliedern (vielleicht vom Frank (Morningstar)).
Hier meine Trafosammlung (NT, AÜ, Dr), die sicher manchem Bastler hier lächerlich erscheint.
[attachment=44078]
Wenn nun unbedingt die Kathode der 6L6 auf Masse liegen soll, kannst du bei A-Betrieb auch die halbautomatische Gittervorspannung realisieren. Allerdings ändert das nichts an den Trafoanforderungen -->
[attachment=44080]
Wie man erkennt wird hier die Mittelanzapfung der Sekundärspannungen nicht auf Masse gelegt, sondern über 250 Ohm mit Masse verbunden. Dies bewirkt das nötige negative Potential gegenüber Masse.

Liebe Beate, ich danke dir sehr für die Info, dass es eine ECC832 gibt. Die kannte ich bislang nicht.
Damit ist deine Schaltung vorstufen- und treibertechnisch perfekt organisiert. Schon öfter hätte ich diese hervorragende Kombination aus hochverstärkender und strompotenter Triode gebraucht!
Deine negativen Erfahrungen mit der Mikrophonie der ECC81 kann ich nicht teilen. Ich habe diese Röhre schon in Eingangsstufen von Comboverstärkern eingebaut und nichts Auffälliges bemerkt. Mein Sortiment besteht aus NOS und gebrauchten Beständen aus dem Funkwerk Erfurt, Neuhaus, Frankfurt/Oder. Vielleicht testest du mal die guten alten Ostprodukte. Aber, wie gesagt, die ECC832 ist perfekt!
Kurz noch zum vorletzten Beitrag: "Fachwissen versus praktische Erfahrung"
So sieht der konzeptionelle und handwerkliche Vorgang eines gegenwärtigen Projektes aus (EL84PP, DC_Impedanzewandler mit digitalem Hall).
Mache bewusst nur kleine Fotos - ist ja dein Thread!
[attachment=44081][attachment=44082]
[attachment=44083][attachment=44084]
Freitag in einer Freistunde: Skizze mit allen Berechnungen
Freitag abend: Chassis 0.8mm ALU-Blech mit teilweise abgeschliffenem Lack (Vintageeffekt), gesägt, gebohrt, mittels Dachlatte, Hammer und Schraubzwinge abgekantet
Samstag: Trafos, Röhrenfassungen eingebaut, Netztrafo verdrahtet (Spannungen kontrolliert)
Heute (Sonntag): keine Zeit, da Jogging, Kirche und Arbeit im Forum
Für den Feinschliff brauche ich aber sicher noch 2 Wochen (Feierabendphasen).
Allerdings habe ich alles da. Hier sieht du u.a. auch den Sachsenwerk-Trafo.

Bis später!
Stephan

Auch hier bewusst kurz ein wenig Hintergrund zum 6L6-Projekt. Das ist ein fertiger, kommerzieller Gitarrenverstärker. Epiphone Valve Junior, nahezu baugleich mit dem Harley Benton GA5. Hier mal der Original-Schaltplan (meine Kiste ist die Version ohne die 12-V-Wicklung und ohne Klangregelung):




Du siehst, dass das Ding mit einer Anodenspannung von 300 V läuft. Ich habe unter vielem anderen eine größeren Übertrager eingebaut. Der Netztrafo kann 100 mA. Den möchte ich verwenden und möglichst keinen weiteren Kleinverstärker bauen - obwohl ich zwei Trafos aus einem Telefunken-Tonbandgerät habe, die etwas mehr können als dieser. 

Du siehst, dass ich die Zeitkonstante der ersten Stufe in der Siebkette einfach übernommen habe. Wenn ich den ohmschen Innenwiderstand des Trafos mit berücksichtige (das sollte bei einer Halbleitergleichrichtung gehen), komme ich übrigens deutlich tiefer, und das Siebglied müsste eine Wirkung zeigen. Der Verstärker brummt übrigens nicht.

Meine ECC81 sind überwiegend ältere Telefunken, die ich aus alten Dynacords "gerettet" habe, dazu neue EHs und JJs. Sie funktionieren in der Phasenumkehrstufe der Dynacords allesamt prima. In der Eingangsstufe hatte ich massive Probleme in Form von Rückkopplung. Ok, der Verstärker ist auch etwas potenter... aber weil es ja um die Phasenumkehrstufe geht, sollte ich das tatsächlich nochmal im Detail durchgehen.

So, und jetzt noch zwei Bilder von mir. Der PP-Verstärker ist ein Prototyp. Den werde ich in dieser Form gewiss nicht fertig bauen, sondern nur auf einem gescheiten Chassis. Und meine beiden stark modifizierten Epiphones:

[attachment=44091]

[attachment=44094]

Den kleinen Originaltrafo habe ich spaßeshalber mal in die Kiste gestellt. Der schwarze packt 60 mA.
Und mit diesem Gerät einschließlich seines Platinchens möchte ich weiter arbeiten.

Ergänzung: zum Löten bin ich in letzter Zeit meistens zu müde - extrem viel Stress.

Hi Beate,

auch noch wach...
Nur kurz zur Siebkette: Im GA05 ist ein Sieb_R von 220 Ohm eingebaut. Das ist Faktor 5 gegenüber dem 47 Ohm in deinem Entwurf. Damit liegt auch die 3dB Grenzfrequenz um das fünffache tiefer (35 Hz). Bei Vollweg_GR (100 Hz) hast du schon 10 dB Dämpfung. Das ist immerhin sqrt(10), also rund 3-fach und dann zeigt das auch Wirkung. Der Ohmsche Widerstand des Trafos wirkt, so denke ich, nicht auf den Tiefpass ein. Er gehört zur Spannungsquelle und ist ein Querwiderstand. Querwiderstände im TP (R parallel zum C) verschlechtern sogar die Tiefpasswirkung. (Nutzt man in der Spannungsgegenkopplung zur Tiefenregelung, dort allerdings im Längspfad.)

Was ist im Epiphone überhaupt für ein Lautsprecher drin. Lohnt sich der Mehraufwand, wenn das schwächste Glied der Kette, der LS evtl. unempfindlich oder/und eine zu kleine Membran hat?

Mach's gut,
S.

(13.11.2017, 00:16)dudilak schrieb: [ -> ]Hi Beate,

auch noch wach...
Nur kurz zur Siebkette: Im GA05 ist ein Sieb_R von 220 Ohm eingebaut. Das ist Faktor 5 gegenüber dem 47 Ohm in deinem Entwurf. 

Hallo,

den Tiefpass las ich bisher immer als C6 (Lade-C) mit folgenden Längswiderstand - ein RC-Tiefpass ist ja ein reziproker Vierpol. 

Aber egal, ich kann auch den den 2. Elko vergrößern. Vielleicht beide auf 68µ (der 100er ist ein extrem dicker Brocken, der eigentlich nicht auf die Platine passt...)

Eigentlich sollte ich wohl auch mal das Netzteil für sich spicen, mit Wechselspannungsquelle und Gleichrichter.

Zu den Lautsprechern: mein leisester ist ein sehr schön klingender Celestion G8H15 mit 92-93 dB.  Der würde von jedem bisschen mehr Leistung tatsächlich sehr profitieren. Aber normalerweise spiele ich Lautsprecher mit Empfindlichkeiten zwischen 98 und 102 dB.

" (z.B. Schrottchassis: 551W, 522W). Diese bekommst du günstig im Netz oder vielleicht sogar von unseren Mitgliedern (vielleicht vom Frank (Morningstar))."

Da ich oben kurz erwähnt wurde. Nein habe keine Schlachtchassis und schaffe mir keine an.
Habe zwar ein riesen Haus mit sehr viel Platz, aber Lagerhaltung liegt mir nicht. Wenn man dann was sucht findet man es eh nicht mehr.