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Universell einsetzbarer TV Modulator
#1
Hallo Zusammen,

Im Zuge der Basteleien mit historischen Fernsehern aus UK entstand bei mir der Wunsch einen Modulator zu bauen der verschiedene Normen beherrscht. Entstanden ist ein Konzept das folgendes leistet:

- Beliebige Bild-Kanäle im Band I per PLL in 250kHz Schritten einstellbar von 40-70MHz (Andere Raster z.B. 200kHz sind auch möglich)

- Beliebige Ton-Kanäle mit wählbarem Bild-Ton Abstand von 40-70MHz


- Videomodulation Positiv (Weiß= Maximale Trägeramplitude) oder Negativ (Sync=Maximale Trägeramplitude) umschaltbar

- Tonmodulation wahlweise in AM oder FM (oder beides gleichzeitig).

- Stromversorgung über 5V USB damit Ladegeräte oder Power Banks zur Speisung verwendet werden können.

Das ist ein Projekt das "im Werden" ist und sich noch verändern wird. Hier zunächst das Blockschaltbild:

   

Als Versuchsaufbau als Drahtigel läuft das Ganze schon leidlich.

   

Es waren viele Hürden zu nehmen, so musste ich z.B. feststellen, dass die AM Modulation in meinem ersten Entwurf auch eine FM bewirkte. Erst ein entsprechend aufgebauter VCO mit Pufferstufe in SMD Technik ergab eine saubere Trennung. Auf diesem Board ist auch gleich noch der Vorteiler MB501 mit darauf der die erzeugte Frequenz /64 teilt.

   

Einen VCO aufzubauen der einen sauberen Sinus mit wenig Oberwellen erzeugt und über den gesamten Abstimmbereich die gleiche Amplitude liefert ist gar nicht so einfach. Im Nachhinein muss ich den Entwicklern von TV Tunern meinen Respekt zollen...

Dann musste ich für die Abstimmung der VCOs die mit Kapazitätsdioden erfolgt ein höhere Spannung als 5V generieren. Nur so konnte ich den kompletten VHF I Bereich überstreichen. Da ich das Ganze mit 5V betreiben werde musste ein Spannungswandler her. Dafür gibt es viele ICs die das mit wenigen externen Bauteilen erledigen. Das Problem ist in dieser Schaltung, dass die erzeugte Spannung extrem sauber sein muss, da sie ja die VCOs steuert und jede Unregelmäßigkeit eine unerwünschte  Frequenzmodulation hervorruft die besonders bei FM Ton hörbar ist. Nach einigen Tests habe ich mich für den MIC2288 von Microchip entschieden. Der konnte mit etwas Siebung eine saubere Spannung von 25V liefern. Hier das von mir gebaute Modul:

   

Als PLL Chip verwende ich den Motorola MC145106 bzw. den MC145151.

   

Diese etwas betagten ICs können einfach per DIP Schalter oder etwas eleganter per Diodenmatrix eingestellt werden. Ein Prozessor ist also nicht nötig. Damit ist dieses Projekt auch ohne Programmierkenntnisse nachzubauen. Erfahrung mit HF sollte man allerdings mitbringen.

Als Modulatoren verwende ich den NE/SA612. Der geht dafür sehr gut wenn man ihn richtig ansteuert und das Signal symmetrisch auskoppelt.

Schaltpläne werde ich hier noch posten, wenn das Projekt weiter gediehen ist.
Viele Grüße
Semir
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"Alle sagten: Das geht nicht. Dann kam einer der wußte das nicht, und hat es gemacht."
(Prof. Hilbert Meyer, Uni Oldenburg)
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#2
Wahnsinn!
Echt, sonst fällt mir da nix ein!
Du bist elektronisch so weit von mir weg wie ne Mondrakete von nem Eselskarren.
Gruß,
Uli
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#3
Dem kann ich auch nur zustimmen Uli.
Für Semir seine Basteleien gibt es nur meine Hochachtung. Smiley20
Gruß Detlef

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#4
... geniale Sache! Endlich mal ein vernünftiger Modulator!
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#5
Hallo Zusammen,

Heute möchte ich den VCO vorstellen den ich für diese Lösung gebaut habe. Hier erstmal der Schaltplan:

   

Ich habe viele verschiedene Schaltungen ausprobiert und bin letztendlich bei diesem Hartley Oszillator hier gelandet. Mein Ziel war es den Schwingkreis mit SMD Induktivitäten zu realisieren, damit das Ganze schön klein wird. Ein Hartley Oszillator kann mit einer angezapften magnetisch gekoppelten Induktivität oder zwei unabhängigen realisiert werden. Hier handelt es sich um die zweite Variante.

Um eine möglichst saubere Sinusschwingung zu bekommen kopple ich das Signal am "heißen" Ende des Schwingkreises aus. Die zweite Harmonische liegt hier ca. 30-40 dB unter der Grundwelle (1. Harmonische).

Als ich bei meinen ersten Entwürfen das Ausgangssignal mit meinen 450MHz Oszi angesehen habe wurde mir schlecht, denn es war stark verzerrt. Auf meinem 100MHZ "Alltagsoszi" wurde aber ein schöner Sinus angezeigt. Das hat mich gelehrt nicht blind einer Anzeige zu vertrauen. Ein 100MHz Oszi kann die 2. und 3. Harmonische bei 70MHz Grundwelle  nicht mehr darstellen und zeigt nur die Grundwelle die natürlich schön sinusförmig ist. Durch die unten beschriebene Regelung konnte ich das Problem weitestgehend lösen. Diese Schaltung habe ich mir übrigens nicht selbst ausgedacht sondern in ähnlicher Form im Netz gefunden.

Da die Amplitude möglichst konstant über den Abstimmbereich sein sollte, habe ich eine Regelung eingebaut. Das ist die Diode D3 zusammen mit R8 und C13. Die Schottky Diode D3 erzeugt eine von der Oszillatoramplitude abhängige negative Spannung von ca. 1V am Gate des FET BF861. Je negativer diese Spannung ist umso mehr verringert sich die Verstärkung des FET bis sich ein Gleichgewicht einstellt. Diese Diode verhindert auch, dass die positiven Halbwellen der Oszillatorschwingung an der Gate-Source Diode des FET gleichgerichtet werden was zu erheblichen Verzerrungen führt.

Jeder frei schwingende Oszillator ist anfällig für Belastungen. Das führt in der Regel zu lastabhängiger Frequenzmodulation seines Signals. Um das zu verhindern habe ich mit dem BFR93AW eine Pufferstufe eingebaut. Mit dieser ist auch gleich eine Versorgung des Vorteiler ICs MB501 möglich.

Die Schaltung liefert ca. 200mVss an 100Ω und läuft mit 5V. Der Abstimmbereich ist mit den gewählten Induktivitäten ca. 40-70MHz mit einer BB914 Kapazitätsdiode wenn dort die Spannung von 0,5V (40MHz) bis 23V (70MHz) variiert wird. Für meine Zwecke benötige ich nur ca. 41-67MHz. Mit anderen Induktivitäten können auch andere Frequenzbereiche genutzt werden. Mit 100nH wären wir z.B. im UKW Hörfunkbereich. Die PLL müsste dann aber mit einer anderen Referenz von 3,2MHz anstelle von 4MHz arbeiten um 100kHz als Raster zu bekommen.

Da die PLL mit dem MC145106 als Steuerspannung nur maximal 5V liefert ich aber 20V benötige muss diese Steuerspannung mittels eines Transistors heraufgesetzt werden. Damit invertiert sich aber die Regelrichtung d.h. ein höhere Steuerspannung der PLL die eine Frequenzerhöhung bewirken sollte führt am Transistorausgang zu einer niedrigeren Spannung und würde genau das Gegenteil der erwünschten Wirkung haben. Um nun bei sinkender Spannung eine Höhere Frequenz zu erzielen habe ich die Kapazitätsdiode einfach mit 25V an den Kathoden vorgespannt. An den Anoden liegt die Regelspannung an, sinkt diese so erhöht sich die Spannung über der Diode und die gewünschte Frequenzerhöhung tritt ein. Ein weiterer Vorteil dieser Lösung ist, dass im Ton-VCO eine Frequenzmodulation einfach durch verändern der Vorspannung realisiert werden kann. Eine Mischung mit der Regelspannung der PLL entfällt damit.

Dieser VCO wird im Modulator 2x benötigt 1x für den Bildträger und 1x für den Tonträger.

Als nächstes folgt die Beschreibung des Spannungswandlers 5 auf 25V mit dem MIC2288 von Microchip.
Viele Grüße
Semir
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(Prof. Hilbert Meyer, Uni Oldenburg)
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#6
... echt geniales Schaltungskonzept mit netten Tricks ;o) gefällt mir außerordentlich gut!

Was mich aber verblüfft ist, das hier das am heißen Ende ausgekoppelte Signal am wenigsten Oberwellen aufweist. Ich wäre jetzt erstmal davon ausgegangen, das sauberste Signal am Source vorzufinden resp. hätte hier vermutlich erstmal versucht, das Signal am Drain auszukoppeln...
Nicht das wir uns falsch verstehen: Ich bezweifle keinesfalls Deine Ergebnisse, wollte nur lediglich mein Bauchgefühl mitteilen ...
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#7
(15.05.2019, 21:28)M*I*B schrieb: Was mich aber verblüfft ist, das hier das am heißen Ende ausgekoppelte Signal am wenigsten Oberwellen aufweist. Ich wäre jetzt erstmal davon ausgegangen, das sauberste Signal am Source vorzufinden resp. hätte hier vermutlich erstmal versucht, das Signal am Drain auszukoppeln...

Hallo Micha,

Genauso wollte ich das eigentlich machen und am Source oder Drain auskoppeln. Das hat aber nicht so gute Ergebnisse geliefert. Ich hatte das mit meinem Speki angesehen und festgestellt, dass die Oberwellenpegel dort wesentlich höher waren. Ich vermute das hängt damit zusammen, dass das aktive Element hier der FET nicht sinusförmig leitet, sondern mehr im B oder C Betrieb läuft. Das bedeutet, dass an seinen Anschlüssen keine sauberen Sinusströme oder Spannungen anliegen. Das Heiße Ende der Spule ist nur mit 4,7p am Gate angekoppelt und somit nur lose mit dem FET verbunden, deshalb ist das Signal dort am saubersten, so vermute ich. Ich hatte vorher auch dort höhere Werte zum ankoppeln des Gates ausprobiert aber dann wurde das Signal schlechter. Ein anderer Faktor ist die Varicapdiode da diese ihre Kapazität im Takt der Sinusschwingung verändert erzeugt Sie ebenfalls Oberwellen. Die Anti-parallel geschalteten Dioden sind in dieser Hinsicht besser. Auch hier ist eine niedrige geregelte Sinusamplitude von Vorteil, da dann die Kapazitätsänderung der Varicap nicht so stark ausfällt.

Ich habe lange herumexperimentiert und viele Varianten getestet. Ich bin kein Oszillatorexperte und bin hier nach dem Prinzip "Versuch macht Kluch" zu diesem Ergebnis gekommen. Problematisch war hier der große abzudeckende Bereich von 40-70MHz also fast eine Oktave. In einem kleinen Bereich sind auch andere Schaltungen wie Colpitts gut gelaufen. Eigentlich müsste ich als Elektronigenieur das Ganze auch rechnerisch betrachten können aber 30 Jahre Marketing und Vertrieb haben so manches Wissen verblassen lassen Blush

Sicher wird es andere zum Teil auch bessere Lösungen geben aber ich bin mit dieser zufrieden.

Eine zweite Schaltung die ich mit gutem Resultat getestet habe ist die traditionelle Schaltung mit einem PNP Transistor in Basisschaltung. Wenn man  hier den Transistor mit wenig Strom betreibt erhält man auch einen sehr sauberen Sinus. Ich habe diesen an der Oszillatorspule induktiv mit einer Windung ausgekoppelt.  Auch hier war z.B. das Signal am Emitter des Transistors wesentlich Oberwellenhaltiger.
Viele Grüße
Semir
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(Prof. Hilbert Meyer, Uni Oldenburg)
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#8
... ganz ehrlich? Ich könnte ggf. solche Dinge auch berechnen (wenn ich mich vorher wieder schlaugelesen habe, wie's geht), aber ich bin da vollkommen bei Dir im Sinne "Versuch macht Kluch" ;o) Ich baue Schaltungen auch aus dem Bauch heraus auf und wenn's nicht funktioniert, dann wird halt probiert. Das führt zumindest in meinem Fall oft schneller zum Erfolg als komplett durchgerechnete Schaltungen, die fast immer nicht funktionieren... Also von daher ist mir Deine Vorgehensweise doch schon sehr sympathisch ;o)

Was hier ggf. noch funktioniert hätte wäre ein DDS, was allerdings bei Verzicht auf Zurückgriff auf fertige Module wieder in Softwareorgien ausgeartet wäre ...
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#9
Hallo Zusammen,

Hier nun der Teil des Modulators der die Abstimmspannung erzeugt. Da ich Kapazitätsdioden einsetze benötigt der PLL Teil zu deren Steuerung eine Spannung die im Bereich von 1~22V veränderbar ist. Diese Spannung muss nicht perfekt stabil sein, da die PLL langsame Abweichungen ausregelt, aber die Spannung muss extrem sauber sein und darf keine Reste von Schaltimpulsen oder rauschähnliche Fluktuationen enthalten. Solche Schwankungen kann die PLL nicht ausregeln, ergo würden sie als FM im Ausgangssignal des Modulators erscheinen. Ich hatte dieses Phänomen am Anfang und es war besonders bei FM eine Art dauerhaftes deutlich vernehmbares Rauschen zu hören. Dieses scheint auch relativ niederfrequente Anteile enthalten zu haben, da erst ein Elko mit 47µF für endgültige Ruhe sorgte. Dieser wird aus Platzgründen auf der Hauptplatine des Modulators platz finden. Hier erst einmal der Schaltplan des Spannungskonverters:

   

Der MIC2288 arbeitet mit einer Schaltfrequenz von ca. 1,2MHz damit hat er das Potetial eine erhebliche Störquelle zu bilden, da Rechteckimpulse mit 1MHz Oberwellen bis in den GHz Bereich enthalten können. Das gilt es zu berücksichtigen. Ich habe großen Wert darauf gelegt, dass keine  dieser störenden Frequenzkomponenten in die Stromversorgung und Signalwege des Modulators gelangen können, deshalb liegt im Versorgungszweig eine 15µH Drossel L1. Die Kondensatoren C2, 4, 6 und 7 bilden eine abblockende Barriere für jegliche HF die um das IC1 entsteht, diese sind aus diesem Grund keine Elkos. Hier gibt es mittlerweile keramische Schichtkondensatoren die ein extrem niedriges ESR haben und für solche Anwendungen prädestiniert sind. Ich habe als mir das bekannt wurde gleich mal eine größere Menge davon in China bestellt 1000 Stück 10µF/50V in der Größe 1206 kosten dort €16,00, solche für 6,3V oder 10V sind deutlich günstiger. Nun mag es verwundern, warum ich zusätzlich zu den 10µ Kondensatoren noch parallel dazu solche mit 100n eingebaut habe. Das hat den Grund, dass größere Kondensatoren eine höhere Serieninduktivität haben die bei hohen Frequenzen einen Blindwiderstand in Serie mit dem Kondensator darstellt und dessen Wirkung verschlechtert ein 100n Kondensator hat eine wesentlich kleinere Serieninduktivität und wirkt bei höheren Frequenzen abblockend. Für noch höhere Siebwirkung müsste noch ein 10n Kondensator parallel zum Rest geschaltet werden. Als Regel sollte der kleinste Kondensator immer am nächsten zum IC auf der Platine platziert werden, da auch Leiterbahnen Induktivitäten darstellen. Das nur zum Thema "HF gerechtes Design" was oft als eine  Art "VooDoo" gesehen wird, was auch durchaus seine Berechtigung hat.

Hier nochmals das Bild des Moduls. Es ist ca. 1x2cm klein:

   

Die Schaltung liefert ca. 25V an die PLL und hat damit noch etwas Reserve. Durch Ändern von R1 wären auch bis ca. 30V möglich. Die Dioden D1 und D2 sind als Bestückungsalternativen zu verstehen, es ist jeweils nur eine davon zu bestücken. Für die geringen Ströme von ca. 2mA  die in der PLL maximal benötigt werden reicht die BAT165. Da ich das Modul eventuell noch für andere Aufgaben einsetzen möchte habe ich aber auch eine SK18 oder vergleichbare Schottky-Diode vorgesehen. Damit wären dann 50mA bei 25V möglich. Mit dieser Schaltung könnte man z.B. aus einer einzigen 18650 Li-Ion Zelle 5V erzeugen und damit eine komplette Schaltung wie diese versorgen.
Viele Grüße
Semir
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"Alle sagten: Das geht nicht. Dann kam einer der wußte das nicht, und hat es gemacht."
(Prof. Hilbert Meyer, Uni Oldenburg)
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#10
Hallo Semir,

ich beziehe meine Antwort jetzt mal nicht auf Deinen Modulator sondern auf die Art der Spannungsversorgung. Ich hatte einen Sensor, der 5V benötigt, aus einer LiPo Zelle zu versorgen. Zuerst habe ich die von Dir beschriebenene Schaltung aufgebaut. Aber in der Umgebung der Induktivität war die Störstrahlung so groß, daß ich für den empfindlichen Sensor auf der kleinen Platine keinen sinnvollen Ort finden konnte. Die Lösung war dann der Einsatz eines Boostreglers mit geschalteten Kapazitäten, der die geforderten >20mA liefern konnte und dabei keine merklichen Störungen verursachte.

Viele Grüße

Ingo.
Die Konvergenz der Apokalypse führt unweigerlich zur Hybris.
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#11
(19.05.2019, 16:10)ingo schrieb: Die Lösung war dann der Einsatz eines Boostreglers mit geschalteten Kapazitäten, der die geforderten >20mA liefern konnte und dabei keine merklichen Störungen verursachte.

Hallo Ingo,

über den Einsatz eines solche Reglers mit geschalteten Kondensatoren hatte ich auch nachgedacht. Ein MAX619 wäre da ideal gewesen wenn er nicht auf 5V Ausgangsspannung festgelegt wäre. Kennst Du da einen Chip der aus 5V 25V macht bei 2-3mA?
Viele Grüße
Semir
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(Prof. Hilbert Meyer, Uni Oldenburg)
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#12
Hallo Semir,

nein leider nicht. Meine Aufgabe war 5V/20mA aus 3 ... 4,5V zu erzeugen und dafür habe ich einen LTC1516 verwendet, der das sehr gut leistet.

Hier gibt es die Möglichkeit parametrisch zu suchen. Zwischen -15V und +11V bewegen sich die angebotenen ICs.

Viele Grüße

Ingo.
Die Konvergenz der Apokalypse führt unweigerlich zur Hybris.
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#13
(19.05.2019, 23:12)Semir schrieb: Hallo Ingo,

über den Einsatz eines solche Reglers mit geschalteten Kondensatoren hatte ich auch nachgedacht. Ein MAX619 wäre da ideal gewesen wenn er nicht auf 5V Ausgangsspannung festgelegt wäre. Kennst Du da einen Chip der aus 5V 25V macht bei 2-3mA?

Hi Semir,

Bin zwar nicht Ingo und kenne auch keinen derartigen IC, aber man kann doch mit 74HC14 o.ä. einen einfachen Rechteckgenerator/Multivibrator bauen und dann zwei gegenphasige Rechteckspannungen (theoretisch 0/5V) erzeugen, die man mit einem geschalteten Spannungsvervielfacher auf ca./knapp 25V hochstetzt. Wirst wahrscheinlich einen Versechsfacher brauchen, weil ja die Diodenflusspannungen u.a. Spannungsverluste berücksichtigt werden müssen. Wahrscheinlich muss/sollte man gleich die Ausgangsspannung mit einer Z-Diode ohne Vorwiderstand begrenzen und stabilisieren. Für ein paar mA geht das.

Hab sowas ähnliches mal vor vielen Jahren für einen VGA/SCART-Adapter gemacht, wo ein 74HC86 Gatter die getrennten VGA-Syncsignale mit TTL-Pegel kombiniert hat und die restlichen Gatter dann die aus den TTL-Syncsignalen gewonnene Betriebsspannung von ca. 5V mit einer derartigen Verdreifacherschaltung die 12V SCART-Schaltspannung erzeugt haben. War also ein aktiver Adapter ohne extra Stromversorgung und nur vom VGA-Anschluss versorgt. Ging außer bei einigen Notebooks mit Low-Voltage TTL-Treibern für die Syncsignale problemlos.

Gruß

(Reflex-)Kalle
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#14
Musste da erstmal in den archivierten Dateien suchen, wie der VGA/SCART-Adapter genau aufgebaut war. Aber in einem "geordneten" Haushalt kommt ja nichts weg:

   

IC1/1 bildet mit R3 und C3 den Rechteckgenerator und IC1/2 liefert zusätzlich das invertierte Rechtecksignal. Mit S1 kann man die SCART-Schaltspannung zwischen ca. 7,5V für 16:9 Breitbilddarstellung und ca. 11V für damals noch übliche 4:3 Bilddarstellung umschalten. Bei geschlossenem Schalter S1 bilden dann D2/C4/D3/C5 einen Spannungsverdreifacher und bei offenem Schalter S1 wirkt nur D2/C4 als Spannungsverdoppler. Über D4 wird dann C6 entkoppelt auf die ca. dreifache bzw. zweifache Betriebsspannung abzüglich der Diodenflussspannungen und sonstiger Spannungsverluste aufgeladen. Die Betriebsspannung der Schaltung mit dem IC1 wird einfach aus dem negativ gerichteten Horizontal-Synchronsignal mit Diode D1 entkoppelt gewonnen und mit C1/C2 gepuffert.

Durch weiteres Hinzufügen von Dioden/Kondensatoren-Kombinationen, wobei die Kondensatoren jeweils abwechselnd mit dem invertierten und dem nicht invertierten Rechtecksignal betrieben werden, kann man höhere Vervielfachungen der Betriebsspannung erreichen. Solche Spannungsvervielfacher werden mit höheren Frequenzen auch integriert in modernen ICs verwendet, wenn höhere Spannungen mit relativ geringer Belastung als die eigentliche Betriebsspannung des IC benötigt werden.

IC1/3 kombiniert die getrennten Synchronsignale und IC1/4 invertiert das so gewonnene Synchronsignalgemisch, so dass polaritätsrichtig ein SCART-Compositesynchronsignal zur Verfügung steht. Die Reihenschaltung von R1/R2 mit 660 Ohm Gesamtwiderstand bildet dann mit einem 75 Ohm Abschlusswiderstand im TV einen Spannungsteiler, so dass der bei SCART vorgesehene Synchronsignal-Pegel anliegt. R4 und LED1 begrenzen den positiven Pegel des Vertikalsynchron-Signals auf ca. 2,5V für die SCART RGB-Schaltspannung. Am VGA-Anschluss haben ja die getrennten Synchron-Signale TTL-Pegel und meist stammen die von CMOS-Ausgangsstufen, so dass der kaum belastete H-Pegel dann bei knapp 5V liegt.

Gruß

(Reflex-)Kalle
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#15
@ Kalle:

Wie macht das Adapter-Kabel aus VGA 64µs Zeile und 20ms Bild?

LG
old.
Ich schreibe nur dort, wo man auch unangemeldet lesen kann.  
Pardon liebe Gäste, es liegt nicht an mir, dass manche meiner Anhänge
nicht zugänglich sind. Smiley57
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#16
Ha, ha, muss(te) man natürlich im Grafiktreiber konfigurieren können. Alles lange her. Ging unter Windows mit Powerstripe bei vielen Grafikchips.
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#17
Hallo Kalle,
Respekt. Kannst Du auch 99µs Zeilen damit?
Was glaubst Du wieviele Leute mit Standardconvertern und Testbildgeneratoren herumbasteln,
weil sie das nicht schaffen.

Von einem universellen VGA-Scart Adapter zu sprechen halte ich für stark übertrieben.
Bei mir würde das Ding nicht arbeiten.

LG
old.
Ich schreibe nur dort, wo man auch unangemeldet lesen kann.  
Pardon liebe Gäste, es liegt nicht an mir, dass manche meiner Anhänge
nicht zugänglich sind. Smiley57
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#18
Hi old,

„übertrieben“ war das vor mehr als 15 Jahren, als es noch hauptsächlich Analog-TVs mit SCART und Grafikkarten nur mit VGA gab, sicherlich nicht.

Keine Ahnung, was man an Video-Parametern hätte noch konfigurieren können und bei welchen Grafik-Chip/-Karten. Denke aber, dass schon die PAL-TV Parameter das untere Ende war. Hatte damals eine ATI Radeon 9600, die wenigstens das konnte. Das erzielbare TV-Bild war jedenfalls deutlich besser als das vom CVBS-Signal, was ja einige Grafikkarten auch erzeugen konnten.

Gruß

(Reflex-)Kalle
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