Teleco - großer Franzose mit UKW

[dudilak]

Das Netzteil:
Der Originaltrafo wurde gereinigt und eingebaut, da er groß genug ist und alle nötigen Spannungen zur Verfügung stellt. Die Leistungsaufnahme beträgt bei 90 mA Anodenstrom * 360V (32.4W) + Heizleistung (30W) ca. 62 W.
Neu für mich war die Aufteilung der Primärwicklung: Hier gibt es neben den üblichen 110V, 127V, 150V - Anzapfungen nur noch eine 250V-Anzapfung. Mit der 250V Primärwicklung am 230V Netz hat sich herausgestellt, dass nach Einstellung aller Arbeitspunkte, der Trafo alle Spannungen im engtolerierten Sollbereich lieferte und die Heizspannung bei genau 6.3 V lag. Ich sage das deshalb, weil viele deutsche Geräte mit der 220V-Wicklung am 230V-Netz größere Sorgen hinsichtlich der Anoden- und Heizspannung machen. Um dem zu begegnen werden Widerstände in die Primär oder Sekundärseite geschaltet, die neben dem zusätzlichen Aufwand auch noch Leistungsfresser und damit parasitäre Wärmequellen sind. Beim Teleco blieb alles cool!
Der 350 Ohm-R dient als Schutzwiderstand für die EZ12 und hat, so geschaltet, zugleich mit dem Lade-C eine zusätzliche Tiefpasswirkung.
Die Feldwicklung ist sehr voluminös und hat dennoch aufgrund der Drahtstärke einen vergleichsweise kleinen reellen Widerstand. Bei 90mA fallen gerade ca. 60 V ab. Die LC-gesiebte Spannung geht direkt an die Mittelanzapfung des AÜ und an die Schirmgitter der EL11. Einer von mehreren Vorteilen der Gegentaktendstufe ist, dass bei exakter Symmetrie der Endröhren sich die konstanten Spannungen (Restbrumm) im AÜ aufgrund der um 180° gedrehten Phasenlage subtrahieren und somit nicht in die Sekundärwicklung transformiert werden, um im Lautsprecher hörbar zu werden.
Für Tuner, ZF-Verstärker wurde eine weitere Siebkette angegliedert: 1k/50µ (fg=1/(2*piRC)=3.3 Hz und 22dB Dämpfung für 50 Hz, 29dB für 100Hz Restbrumm).

Der empfindliche Vorverstärker wurde nochmals gesiebt: 10k/10µ (fg=1/(2*piRC)=1.6 Hz).

Der Gesamtfremdspannungsabstand bei 100 Hz-Brumm am Vorverstärker beträgt nach Kaskadierung dieser 3 Siebketten: 110dB. Das entspricht einem Fremdspanungsabstand von 316000:1 - anders ausgedrückt: Bei 316 Volt Nutzspannung liegt die Brummspannung bei 1mV!

Man beachte auch: Spannung nach Einweggleichrichtung (50Hz) hat eine höhere Restwelligkeit und muss stärker gesiebt werden, als die 100Hz Brummspannung bei Zweiweggleichrichtung.
Aber: Hörphysiologisch wird ein 100Hz-Brumm im Lautsprecher (Ende der Übertragungskette) stärker wahrgenommen.
Fazit: Siebung ist wichtig. Dabei keine fetten Elkos verwenden, die belasten Gleichrichter und Trafo, sondern Siebglieder kaskadieren.

Viele wissen das aber  - und ich verliere mich jetzt schon im Detail. Was wird erst, wenn's morgen mit der Endstufe weitergeht?

Stephan

[tcfkat]

Hi Stephan!

Eine wirklich feine Sache!
Zwei spontane Ideen, ohne jede Gewähr:  
1) Die 1N4004 ist für Audiofrequenzen zu langsam. Entweder eine Fast-Recovery oder eine popelige 1N4148 nehmen. Eigentlich kannst Du die Diode auch weglassen, und den Gitterstrom der EM4 bei positiven Spannungen zum Gleichrichten verwenden -- irgendwo habe ich mal so eine Schaltung gesehen und etwas länger gebraucht um sie zu verstehen.
2) Ist bei einer PP (im Gegensatz zu einem SE) die Anodenstromaufnahme aus dem Netzteil nicht Aussteuerungs abhängig? Was sagt die Feldspule des LS dazu? Aber wirklich nur als Frage, so genau kenne ich mich mit Audioverstärkern nicht aus.

Gruß,
Eric

[dudilak]

Na Eric,

"...so genau kenne ich mich mit Audioverstärkern nicht aus"

in all deinen Beiträgen konnte ich, wenn ich dies beurteilen kann, kein "Schwächeln" erkennen, ungemein vielseitig, fachlich präzise und zugleich bescheiden, sehr angenehm!
Selbst unseren Harald hast du z. B. hier vor neue Herausforderungen gestellt und seinen Ehrgeiz immer wieder "angefacht".

Deshalb glaube ich indes, dass dein Wissen über Audioverstärker so schlecht NICHT ist... (sorry, hatte mich zunächst vertippt)

Mit Eifer (positiver Stress (Eustress)) gehe ich also deinen Anregungen nach:
Zu 1)
Die Idee, die Diode wegzulassen, ist prima und erklärt zugleich eine unlogische Erscheinung --> Fallstrick#2:
Tatsächlich habe ich schon verschiedenste Varianten von Aussteuerungsanzeigen gebaut, dabei auch die Vorbilder "Dynacord, Kölleda" zitiert. Je nach Ausgangsspannung der Verstärker wählte ich die Variante AÜ-primär oder -sekundärabgriff. Die sekundärseitige Abnahme ist günstiger, da der Koppelkondensator entfällt. Allerdings reicht (bei Kleinverstärkern) eben nicht immer der Pegel, um die Anzeige voll auszusteuern. Nun kommt noch hinzu, dass bei Gleichrichtung mittels HL-Diode, die Flussspannung von 0.2 V - 1.5 V (typenabhängig) den Pegel weiter reduziert.
Bzgl. Flussspannung haben Ge-Dioden (z.B. OA902) noch die günstigeren Werte, aber auch die Si-Shottky-Diode (SD103) schneidet gut ab. Sicher gibt's da auch noch mehr Infos...
Zum Problem der Trägheit:
Interessanterweise konnte ich deine Aussage "Die 1N4004 ist für Audiofrequenzen zu langsam" nicht bestätigen. Bevor ich die Zeitkonstante vor dem Gitter der EM4 auf T=R*C=10^6*5*10^-8=50 ms (20Hz) erhöhte, um etwa an die Trägheit des Auges (Augenauflösung) (16-18 Bilder/Sekunde -->58 ms (17Hz)) zu stoßen, hatte ich einen Kondensator von 10nF geschaltet, der ein T von 10^6*10^-8=10 ms (100Hz) brachte. Dabei flackerte der Leuchtsektor der EM4 so schnell, dass ein angenehmes, eindeutiges Ablesen der NF nicht möglich war.
Ist also die Diode 1N4004 doch nicht zu langsam?!
Tja, jetzt hast du den Erklärungsansatz über Gittergleichrichtung gebracht. Meine Vermutung ist folgende: Tatsächlich ist die 1N4004 zu langsam für NF, deshalb wird sie für höhere NF-Frequenzen auch einfach übergangen und die schnelleren positiven Halbwellen werden über Gittergleichrichtung zur Anzeige gebracht. Somit ist, denke ich, nachgewiesen, dass die Diode auch weggelassen werden kann. Das werde ich, wenn die "Wolframsche Kupplung" eingetroffen ist, auch gleich testen. Hab vielen Dank!
Weiter: Die Quelle, die du erwähnst, ist vielleicht diese . In Schaltung 14 ist eine interessante Lösung beschrieben, die den Schattensektor der EM4 mittels Vorspannungspotential von Kathode und Gitter auf den maximal möglichen Winkel von 90° im unausgesteuerten Zustand bringt. Das teste ich gleich mit. Hab schon mal die Schaltung angepasst:
   

Nun geht's zur Endstufe und damit zu deiner Frage 2).

Damit es nicht zu leseintensiv wird, dokumentiere ich zunächst allgemein, dann konkret den Beitrag mit bearbeiteten Kennlinienfeldern der EL11.
Ich hoffe - besonders im allgemeinen Teil - keine Fehler zu begehen, denn gerade das Prinzip der AB-Gegentaktendstufe ist ein heißes, viel diskutiertes (auch kontrovers ~) Thema (da bin ich mir nicht vollständig sicher, ob meine Theorien korrekt sind). Aber wie sagte schon der kleine Muck: "Ich will's versuchen, ich will's versuchen..."

[dudilak]

Endstufen (allgemein)

1. Eine Röhre (single-ended) - immer A-Betrieb (symmetrische Aussteuerung)
   

2. Zwei Röhren (Parallel-, Seriengegentakt-, Gegentaktbetrieb)
2.1. Parallelbetrieb (2 Röhren parallel geschaltet, doppelter Strom, doppelte Ausgangsleistung, nur A-Betrieb)

• Beispiel: Loewe Opta 3953W (hier z.B. im Forum)
  

2.2. Seriengegentakt (Phasenumkehr in der Endstufe selbst, oder über Kathodyn mit Bootstrap)

• Beispiel: Viele Philipsgeräte (Ende 50er - Anfang 60er),  Sonneberg: Erfurt 4, sogar vollständig als Allströmer, so dass neben der eisenlosen Endstufe auch der "eiserne" Netztrafo entfällt (sowas begeistert mich)
  

2.3. Gegentakt (A, AB, B, C, D, D/D)
Während in der Röhrentechnik für Audiozwecke A, AB, B-Betrieb Verwendung findet, wird C-Betrieb aufgrund des sehr negativen AP und der daraus resultierenden Verzerrungen nicht im Audiobereich genutzt.
D ist eine Modifikation des klassischen AB-Betriebes, in dem z.B. durch große Kathodenelkos (Integratoren) oder Dioden der Verschiebung des Arbeitspunktes bei höherem Anodenstrom entgegengewirkt wird.
D/D-Betrieb führt aus einer zusätzlichen AÜ-Wicklung  den Steuergittern der Endröhren mittels Dioden positves Potential zu, derart, dass bei höherem Anodenstrom und der damit verbunden Verschiebung des AP in Richtung I=0, die pos. Vorspannung an G1 sich ebenso erhöht. Dem Abdriften wird so entgegengewirkt.

Für Puristen und Audiofanatiker scheidet B, C, D, D/D-Betrieb aus.

2.3.1. Gegentakt-A-Betrieb:
   

2.3.2. Gegentakt-AB-Betrieb:
   
Wie bereits beim D, D/D-Verstärkerbetrieb erwähnt, liegt der AP unsymmetrisch auf der Widerstandgerade. Während also bei kleiner Aussteuerung (symmetrisches Verhalten um AP) A-Betrieb vorliegt und der mittlere Anodenstrom bei ca. 36 mA liegt, steigt dieser bei zunehmender Aussteuerung. Wird nun die Gittervorspannung automatisch (also über Kathodenwiderstände) erzeugt, führt dies zu einer AP-Veschiebung in Richtung kleinerer Anodenströme, da ug negativer wird (nach rechts_unten). Die Leistung der in der Grafik rechten Röhre (Rö. 2 --> grünes Dreieck) sinkt. Außerdem verursacht das Ansteigen der neg. Gitterspannung (Spannungsabfall über RK) ein Absinken der Anodenspannung. Die Leistung verringert sich insgesamt.
Es gibt 2 günstige Möglichkeiten, diesem Verlust zu begegnen:
a) Bypasskathodenkondensatoren mit hoher Kapazität (T=R*C) bewirken eine Zeitkonstante, die größer ist als die in Musikdarbietungen möglichen Anodenstromspitzen. So dass die volle Aufladung von C, während der "längsten" Musikspitze nicht erreicht wird. So kann Uk nicht stark verschoben werden und der AP "steht".
b) Erzeugen einer festen Gittervorspannung (zusätzliche Trafowicklung + Gleichrichtung und Glättung). Eine halbautomatische Gittervorspannung eignet sich nicht, da -ug aufgrund des Serienwiderstandes lastabhängig ist.

Gelingt es also, den AP nahezu konstant zu halten ist die Leistungsausbeute aufgrund der Unsymmetrie und der sich daraus ergebenden Arbeitsgerade, die nun auch über die Grenzen der Verlustleistungshyperbel gehen darf, höher als im A-Betrieb (wie die Grafik zeigt).

Energiebilanz:
Während im PP-A-Betrieb bei Aussteuerung ca. die Hälfte der Gleichstromleistung (P_gleich=250V*72mA=18W) --> 9W als NF-Ausgangsleistung zur Verfügung steht, wird bei Nichtaussteuerung die gesamte Gleichstromleistung in den Röhren umgesetzt.

Im PP-AB-Betrieb ist die mittlere Stromaufnahme schwer zu ermitteln und hängt vom AP und damit von der Aussteuerung ab. Sie ist allerdings größer als die Stromaufnahme im Leerlauf. Dennoch ist aufgrund der höheren Sprechleistung (Nutzleistung) die Leistungsbilanz besser als im A-Betrieb.

2.3.3. Gegentakt-B-Betrieb:
Am günstigsten ist die Bilanz im idealen B-Betrieb, da immer nur 1 Röhre durchgesteuert wird und dies über den gesamten Bereich des Kennlinienfeldes bis ug=0. Demgemäß befindet sich der AP im Punkt der in den Datenblättern vorgegebenen maximalen "warmen" Anodenspannung, bei möglichst kleinem Anodenstrom [AP(Uamax|Iamin)@sehr negative Gitterspannungen]. Die Gittervorspannung muss deshalb fest erzeugt werden. Der maximale Spitzenstrom/Röhre ergibt sich aus der Differenz der Schnittpunkte der Arbeitsgerade im AP bei Iamin und der Ug=0 Kennlinie. Die Spitzenspannung/Röhre beträgt ca. Uamax.
Da der Anodenstrom zwischen Leerlauf und Vollaussteuerung stark schwankt, ist ein stabiles Netzteil, also eines mit niedrigem Innenwiderstand erforderlich.

• Mittlerer Anodenstrom für 2 Röhren: I=Imax*2/p -->i (vgl. arithm. Mittelwert d. Ladestroms bei Zweiweggleichrichtung)
  
• Gleichstromleistung: P_ = Umax*I
  
• Wechselleistung: P~=Umax*Imax/2
  
• Anodenverlustleistung: Pv=P_- P~
  

In den Datenblättern der EL11 habe ich keine Angabe über eine höhere zulässige max. Anodenspannung als 250 V gefunden. Damit war mir die grafische Konstruktion eines PP-B-Verstärkers nicht möglich, denn sie brächte keinerlei Änderungen zu den zuvor besprochenen Betriebsarten.

Umsomehr würde mich interessieren, ob jemand einen PP-B-Verstärker mit der EL11, El3, AL4, ECL11 oder EL41 kennt.

Rechenbeispiele und Schaltungen für B-Verstärker mit El84, El34 gibt es viele im Netz.

Bis dahin,
Stephan

[dudilak]

Die AB-Endstufe mit 2*El11 im Toleco:

Das Schaltbild ist bereits veröffentlicht und entspricht dem des Amati von EAW, da dessen Lautsprecher und Ausgangsübertrager Verwendung fanden, was per se eine nicht zu unterschätzende günstige Konstellation darstellt.

Anhand des Übersetzungsverhältnisses des AÜ erfolgt nun die Berechnung der AB-Stufe:


Messen des Übersetzungsverhältnisses (ü). Auch hierbei kursieren im Netz diverse, z.T. kontroverse Vorgehensweisen.
Mein Ansatz ist folgender:

• ü=Up/Us=Np/Ns (idealer Übertrager: ohne Wicklungskapazitäten, Wirbelstromverluste, Kupferwiderstände...)
  
• deshalb: Wechselspannungsmessung am unbelasteten Übertrager mit mittlerer NF-Frequenz (400Hz) und kleinen Amplituden
  
• damit: spielen Kupferverluste keine Rolle und der Übertrager arbeitet nahezu linear
  
• jetzt: kann die Gleichung ü=... gelten
  

Das Messergebnis brachte ein Up/Us=ü von ca. 46:1.
Das transformierte Widerstandsverhältnis: Ra/Rs=ü²=2116:1.
Unter der Annahme, dass der Amati-Lautsprecher eine Impedanz von ca. 5 Ohm hat, kann ein Raa=5*2116=10.580k berechnet werden.
Dieser reelle Wert (Raa=10.58k) bildet nun die Grundlage für die Kennlinienfeldberechnung der Endstufe.
   

Nach Kennlinienfeldanalyse beträgt also die theoretische Sprechleistung ca. 7.15 W. Um den Klirrfaktor klein zu halten, steuert man nicht voll aus. Dabei werden beide Röhren geschont und haben sogar wechselseitig ein bisschen Raucherpause (immerhin sind wir im NF-Bereich, da ist die Pause schon recht lang -->).<-- mein 1. Smilie
Weiterhin gilt zu bedenken, dass ein 2.8 facher Spitzenstrom gegenüber Io einen erhöhten Spannungsabfall an RK verursacht, was in gleichem Maße die Anodenspannung mindert, und der Arbeitspunkt schiebt sich in Richtung negativer Gittervorspannung. Dieses Verschieben ist aber bei diesem schwachen AB-Betrieb völlig unbedenklich und bringt das Netzteil, die Feldspule und Siebkette nicht ins Rutschen.

Wichtig! Dank der bescheidenen EL11 (geringer Steuerspannungsbedarf von nur ca. 7.5 V) braucht die Vorstufe mit der ECC83 (Gain mit Kathodyn ) nur Ust=7.5/Wurzel(2)=5.3 Volt_eff zu liefern. Das könnte sie schaffen.

Wir werden bald sehen...

Stephan

[dudilak]

Die Vorstufe:

Vorüberlegung:

Mit einer für Vollaussteuerung nötigen Steuerwechselspannung am Gitter der EL11 von 5.3 Veff und einer gewünschten Eingangsempfindlichkeit am L-Poti der Vorstufe von 120 mVeff (ausreichend für UKW-Signal und mp3) muss die Vorstufe eine Betriebsverstärkung V=Ua/Ue=5.3/0.12=45-fach erreichen (V[dB]=20lg(45)=33.1 dB). Dies soll gemäß Forderung mit nur einer Doppeltriode geschehen, wobei lediglich eine Triode für die Verstärkung genutzt wird, da die 2. Triode als Phasenumkehrstufe (Kathodyn mit einer Verstärkung von ca. 1) fungiert.
Auswahl der Röhre (lt. Datenblatt):
ECC81: µ=S*Ri=5.5mA/V*11k=60
ECC82: µ=S*Ri=2.2mA/V*7.7k=17
ECC83: µ=S*Ri=1.6mA/V*62.5k=100
Die ECC83 lässt aufgrund der hohen Leerlaufverstärkung eine ausreichende Betriebsverstärkung erwarten und wird gewählt. Die hohe Leerlaufverstärkung wird aufgrund des hohen Innenwiderstandes erreicht und geht so zu Lasten einer hohen Stromausbeute.
Wenn nun außerdem eine galvanische (Gleichstrom-) Kopplung zwischen Gain- und Kathodynstufe gewünscht ist (siehe Eingangsforderung), wird das Biasing (Einstellen des Arbeitspunktes) zur Herausforderung.
In einem anderen Beitrag #23 wurde bereits ausführlich über die DC-Kathodynstufe geschrieben. Mit einigen Grafiken versuche ich nun lediglich die Besonderheiten des BIASING mit der ECC83 zu verdeutlichen.

Zunächst die Kathodyn-Stufe:
   
Die Betriebsspannung, die über dieser Stufe liegt, teilt sich auf in U_Ra+U_ECC83+U_Rk und diese Teilspannungen sollten möglichst gleich groß sein. Rk und Ra bilden den gemeinsamen Arbeitswiderstand und müssen, da an ihnen die invertierte Steuerspannung für die Gegentaktendstufe abfällt, ebenfalls gleich groß sein.
Aus der Grafik entnimmt man, dass bei Ra+Rk=100k (ein günstiger Wert für stromstarke Ansteuerung) und Gleichverteilung der Teilspannungen (U_ECC83=225/3=75V), der AP zu dicht an der Ug=0 KL liegt und deshalb ausscheidet. Mit Ra+Rk=200k (untere Widerstandsgerade) sieht das besser aus und mit dem gewählten AP_kat(80V|0.7mA)@-0.7V ist eine ausreichende lineare Aussteuerung möglich. (0.7V erscheint nicht viel, reicht aber, da diese Stufe vollständig in sich stromgegengekoppelt ist).

Die Gain-Stufe:
   
Da bei DC-Kopplung die Anode der Gainröhre mit dem Gitter der Kathodyn-Röhre verbunden ist, muss - gemäß AP_Kathodyn - das Potential der Anode der Gainröhre 0.7V niedriger als das Potential der Kathode der Kathodynstufe sein (Uk_kat=UB-U_ECC/2=72.5V --> Ua_gain=71.8V). Um nicht zu dicht an die Ug=0V KL zu gelangen, muss der Arbeitswiderstand Ra_gain sehr groß werden (was hinsichtlich des Rauschens nicht optimal ist). Mit einem Ra=500k fließt in AP_Gain ein Strom von ca. 0.3mA bei Ug=-0.9V (günstig, da nicht zu klein [betragsmäßig]). Die automatische Gittervorspannung von 0.9V wird über Rk=U/I=0.9V/0.3mA=3k erzielt. Der daraus resultierende AP_Gain ist also nochmal um 0.9V kleiner. Er liegt exakt bei AP_Gain(70.9V|0.31mA)@-0.9V.

Betriebsverstärkung (V):
Für diese Schaltung habe ich in keinem Datenblatt den Wert der Betriebsverstärkung gefunden.
Der nächste Wert lt. DBl. ist: V=66.5 mit Ra=220k, UB=250V, I=0.48mA.
Sicher kann man mit V=66.5 rechnen, aber tatsächlich müsste diese sogar etwas höher liegen...
-->Ablesen aus dem Kennlinienfeld:

• V=ΔUa/ΔUg
  
• gewählt: ΔUg=1V (auf der Arbeitsgeraden von AP (0.9V) aus ±0.5V "wandern, dabei Ua (Lot auf x-Achse) ablesen)
  
• Werte: Ug1=0.9-0.5V=0.4V --> Ua1=40V und Ug2=0.9+0.5=1.4V --> Ua2=110V
  

V=ΔUa/ΔUg=(110-40)/(1.4-0.4)=70

Die tatsächliche Verstärkung liegt also bei 70-fach (V[dB]=20lg(70)=36.9 dB).
Wenn man davon ausgeht, dass die Verstärkung der Kathodyn-Stufe annähernd bei 1 liegt (tatsächlich ist sie etwas geringer) wird für Vollausteuerung lediglich eine Gesamtverstärkung (gain+kathodyn) von V=45-fach (33.1 dB) benötigt (siehe Vorüberlegung). Damit entsteht eine Verstärkungsreserve von V_reserve=70/45=1.55 (V[dB]=20lg(1.55)=3.8 dB).
Das ist nicht viel - reicht aber, um eine schwache Gegenkopplung von der Anode der EL11 zur Anode der Gainstufe zu dimensionieren, die die Verzerrungen der Endstufe reduziert und eine hochwirksame Klangregelung erlaubt.

Wie immer - viel Mathematik (aber hoffentlich verständlich)...

Hier nun das endgültige Schaltbild der berechneten Stufe.
   
Die eingetragenene Werte stimmen genau (erschreckend genau) mit den Messwerten überein. Zur Feinjustierung habe ich den Rk=3k als Trimmer (5k) ausgeführt und in der Schaltung belassen. Damit kann der empfindliche Arbeitspunkt bei z.B. Röhrentausch jederzeit nachgestellt werden.

Weiter geht's dann mit der Gegenkopplung...

Viele Grüße
Stephan

[dudilak]

Die Gegenkopplung

Beginnen wir diesmal mit der erprobten Schaltung und leiten daran die Dimensionierung der BE ab.

  Teleco_GK_splan.gif (Größe: 16,91 KB / Downloads: 173)

Da die Gegenkopplung von der Anode der EL11 auf die Anode der ECC83/1 führt und die ECC83/2 keinen Verstärkungsbeitrag bringt, wirkt die GK nur auf die Endröhre (typisch: A-A-Spannungs-GK).
Demgemäß wird neben all den Vorteilen

• Klirrfaktorreduzierung
  
• Linearisierung des Frequenzganges
  
• Verkleinerung des Innenwiderstandes --> günstiger Dämpfungsfaktor
  

aber nun nachteilig die Verstärkung der Endstufe verringert.

Ansatz:
Verstärkung der EL11 ohne GK (aus den Gegebenheiten der Schaltung -->siehe #20):
Mit Ri=50k, S=9mA/V, Ug1eff=5.3Veff, Ra_opt=5.3k, Pmax=7.15W bei Gegentakt_AB folgt:

• Pmax_mittel(eine EL11)=7.15W/2=3.575W
  
• P=U²/R --> Ua~=sqrt(Pmax_mittel*Ra_opt)=140V
  
• V_betrieb=Ua~/Ug1~=26-fach
  

Berechnung des Gegenkopplungsgrades (1+Vk), Gegenkopplungsfaktor (k), Koppelwiderstand (Raa_gk):

Alle nötigen theoretischen Grundlagen sind z.B. in "Dr.-Ing. Heinrich Schröder: Elektrische Nachrichtentechnik, Bd. 2. Verlag für Radio-Foto-Kinotechnik GmbH, S. 184 ff" enthalten.

Ich beschränke mich auf die wesentlichen Gleichungen.

• V/Vgk=1+Vk
  
• k=U_gk/Ua=Rg'/(Rg'+Raa_gk)  //Spannungsteiler mit Rg'=wirksamer Gitterwiderstand
  

Mithilfe dieser beider Gleichungen gelingt es, die gesamte GK zu berechnen.

k ermitteln:
Verstärkungsreserve=3.8dB (siehe #26)
20lg(1+Vk)=3.8 --> lg(1+Vk)=3.8/20 --> 1+Vk=10^3.8/20=1.55 --> Vk=0.55 --> k=0.55/26-fach=0.021

Rg' ermitteln:
Der wirksame Gitterwiderstand der EL11 (Rg'), an dem die Gegenkopplungsspannung U_gk abfällt, resultiert vereinfacht (aufgrund der galvanischen Kopplung beider Trioden der ECC83) wechselspannungsmäßig in der Parallelschaltung beider Anodenwiderstände, Innenwiderstände und dem eigentlichen Rg (siehe Grafik).
   
Rg'=22k

Raa_gk ermitteln:
k=U_gk/Ua=Rg'/(Rg'+Raa_gk) --> Raa_gk=Rg'/k-Rg' = 22k/0.021-22k = 1025k --> Raa_gk~ 1M.

Verstärkung mit GK:
Vgk=V/(1+Vk)=26/(1+26*0.021)=16.8-fach

Das heißt, die Verstärkung der EL11-Endstufe ist auf 16.8 zurückgegangen. Dies erfordert nun zur Vollaussteuerung der Endröhre eine höhere Gittersteuerspannung:
Ug1eff_gk=Ua~/Vgk=8.33 Veff!
Das bedeutet, dass die Vorstufe bei einer bleibenden Eingangsempfindlichkeit von Ue=120mVeff nun am Ausgang 8.33 V zur Verfügung stellen muss.

Gegenrechnung: V_vorstufe=8.33V/0.12V=69.4 --> Dies entspricht der Betriebsverstärkung der ECC83 (siehe #26).
Die Gegenkopplung ist also optimal dimensioniert. D.h. streng genommen, sie ist so dimensioniert, dass sie genau die Verstärkungsreserve ausnutzt, die die ECC83 (45fach-70fach) bietet. Die Eingangsspannung darf nun nicht kleiner als 120mV werden, um den Verstärker voll auszusteuern.

Mit Raa_gk=1M wird die Grundgegenkopplung (frequenzunabhängig) eingestellt.
Jetzt lässt sich diese Grundgegenkopplung durch frequenzabhängige "Widerstände" (Kondensatoren) partiell aufheben, so dass - richtig dimensioniert - eine wirksame Klangregelung entsteht.
Da hierbei Aufhebung der GK für best. Frequenzen geschieht und damit die Verstärkung steigt, spricht man hier besser von Bass-Booster bzw. High-Booster - auch als Presence-Filter bezeichnet.
Abhängig vom Gehäuse, vom Lautsprecher und vom subjektiven Hörempfinden kann hier frei experimentiert werden (siehe auch hier #42, 50).

Allgemein gilt bei Spannungsgegenkopplung:

• Längskondensator -->Bassanhebung
  
• Querkondensator --> Höhenanhebung
  

Folgende Grafik zeigt das für das Teleco-Gehäuse mit Amati-Lautsprecher nach meinem Empfinden optimierte Klangnetzwerk.
   
von links nach rechts:

• Schaltung
  
• Höhen und Tiefen maximal
  
• Höhen minimal
  
• Tiefen minimal
  

Da der Amati-LS hervorragend tiefe Frequenzen überträgt, und so kein "Hochtöner" ist, habe ich die GK so eingestellt, dass auch bei "zugedrehten" Höhen noch eine gewisse Höhenverstärkung eintritt (Bild: 2. von rechts).
Subjektiv empfunden, wird so der Frequenzgang des Lautsprechers linearisiert.
Mit einer Anhebung der Höhen (Regelumfang) von 11 dB (3.5-fach) bei 10 kHz ist das Klangbild so scharf und präzise, dass - wie gefordert - kein zusätzlicher Hochtöner nötig ist.
Über den Bass muss man nicht viel sagen: "Weich, warm, behaglich" - dabei klar - nicht dumpf oder trönend. Auch bei vollen Tiefen (Regelumfang: 21 dB (11.2-fach) bei 20Hz) entstehen keine störenden Resonanzen am Gehäuse.

Viele Grüße
Stephan

[dudilak]

Abschließend der Feinschliff:

1. Aussteuerungsanzeige
Die Aussteuerungsanzeige wurde nochmals überarbeitet (vgl. #22, #23).
Die Idee, ohne Diode sondern nur mit Gittergleichrichtung der EM4 auszukommen, funktioniert, zeigt aber unscharfe (flimmernde) Ränder. Nach erfolgreicher Suche fand ich eine RL205 (Germaniumdiode) mit einer Flussspannung von nur 0.38V. Damit konnte ich die NF direkt aus der Sekundärwicklung des AÜ nutzen, ohne bei kleiner Aussteuerung eine zu geringe Empfindlichkeit der Anzeige zu haben. Die RL205 ist sehr schnell und deren gleichgerichtete Spannung musste, um der Trägheit des Auges zu folgen, mit einem C=470nF integriert werden.
Die Idee, das Gitter zusätzlich mit einer positiven Vorspannung von ca. 1V zu versorgen, um den maximalen Schattenwinkel von ca. 90° zu erzielen, wurde verworfen (Abnahme vom Kathodenwiderstand der ECC83 führte zu starken Brumm- und Selbsterregungserscheinungen, Abnahme vom Rk aus ZF-Verstärker funktioniert, bringt aber keine großen sichtbaren Effekte). Der Gitteranlaufbetrieb über 1M der EM4 reicht völlig aus.

2. Kupplung und Frequenzband

Dank Wolfram (scotty) wurde diese Kupplung als Verbindungsglied Senderspeicher - Tunerwelle eingebaut.
   
Damit arbeitet nun die Senderspeichermechanik präzise und axialer, radialer Versatz werden ausgeglichen.
Eine Erweiterung des UKW-Bandes auf 108 MHz, wie ursprünglich geplant, wurde dennoch nicht nochmal umgesetzt. Bei guter Wiederholgenauigkeit des Speichers und noch ausreichender Feineinstellung dicht beieinander liegender Sender erschien mir eine weitere Verdichtung nicht ratsam.

3. Fremdspannungsabstand

Minimalistischer Aufbau, durchdachte sternförmige Erdung, Abschirmung und ausreichende Siebung der Anodenspannung resultieren in einem Fremdspannungsabstand - gemessen am sekundärseitigen AÜ an einem R=5 Ohm bei 20Hz, 800Hz und 7kHz bei Vollaussteuerung - von immer über 2000:1 (66dB). Das sind ca. 3mVeff (Brumm) gegenüber 6Veff (Nutzsignal).
Aber der Brummpegel bei Anschluss des e-dyn. Lautsprechers entspricht nicht ganz den Messungen am ohmschen Verbraucher. Der leichte Brumm (ohne Eingangssignal) ist deutlich direkt am LS zu hören und hat eine Frequenz von 100Hz. In etwa einem halben Meter Abstand geht dieses Störgeräusch jedoch bereits in der Raumentropie unter und das ist beruhigend. (Anbei bemerkt: Bei Anschluss eines permanentdyn. LS trat keinerlei Brumm auf.)
Nun ist dieser e-dyn. LS nicht mit einer Kompensationsspule versehen, so dass also quasi "hinter dem Verstärker" boshafterweise ein Teil der ungesiebten Erregerspannung der Feldspule in die Schwingspule des LS induziert wird.
Man könnte nun vor der Erregerspule noch ein LC- oder RC-Glied schalten, aber dies reduziert die Anodenspannung und ist bzgl. des gewünschten Effektes - eine weitere Verbesserung des schon sehr guten Fremdspannungsabstandes - nicht besonders effektiv.
Kurzum  - ein sehr zufriedenstellendes Ergebnis.
Eine Erscheinung in diesem Zshg. habe ich vernommen, die erwähnenswert ist. Ursprünglich sollte die Gegenkopplung vom AÜ sekundärseitig auf die Kathode der 1. EC©83 führen, dies, damit eine "Über-alles-GK" entsteht.
Dabei musste ich feststellen, dass ein wesentlich stärkerer Brumm entstand als ohne GK!??
Wie ist dies zu erklären? Offensichtlich verursachte die induzierte Brummspannung im LS einen Isolationsbrumm aufgrund des nicht kapazitiv überbrückten Kathodenwiderstandes der ECC. Aus diesem Grund wurde die GK geändert (#27).

Nun das endgültige Schaltbild:
   

Viele Grüße
Stephan

[dudilak]

Hallo Techniker, Bastler und Sammler,

hatte ich beinah' vergessen...
Detailfotos der Verdrahtung:
   
   
   

Das eingebaute Chassis mit dem großen Amati-LS:
   


Nun das versprochene Video.

Man erkennt, dass der Senderspeicher recht präzise arbeitet und die EM4 gut reagiert.
Der beeindruckende Klang und der Regelumfang der Höhen- und Tiefensteller lässt sich hier nicht nachvollziehen. Das Micro an der kleinen Cam ist da einfach zu schlecht.

Jetzt noch ein paar Detailaufnahmen der mühsam angefertigten Stößeltasten:

  Knopf_1.jpg (Größe: 20,23 KB / Downloads: 109)
  Knopf_2.jpg (Größe: 20,75 KB / Downloads: 114)
  Knopf_3.jpg (Größe: 24,46 KB / Downloads: 111)
  Knopf_4.jpg (Größe: 17,71 KB / Downloads: 112)
  Knopf_5.jpg (Größe: 17,99 KB / Downloads: 109)
  Knopf_6.jpg (Größe: 18,25 KB / Downloads: 111)
Das Gerät hatte beim Erwerb nur noch 2 original Bakelittasten, davon war eine ausgebrochen. Nun musste ich also 6 neue Tasten bauen.
Das Material ist 10mm Vollalu. Die Bakelitknöpfe entstammen einem neueren -70er Jahre RFT-Messgerät.
Meine Drehbank bestand in einer in den Schraubstock eingespannten Bohrmaschine, und der Span wurde rotierend mittels einer Flachfeile abgehoben. Die Schlitzaufnahme habe ich mit der Eisensäge bewerkstelligt. Anschließend wurde nach Einschieben des Stößels die Einkerbung mittels eines Rohrabschneiders peripher angepresst, so dass der Stößel fest und zentral im Taster klemmte. Abschließend habe ich eine Alu-Hülse über den Taster presspassend geschoben.

Trotz all der Mühe gefallen mir die neuen Tasten nicht. Dies liegt sicher am Alu, welches optisch nicht mit den Messingleisten korrespondiert. Auch die neueren Bakelitknöpfe passen nicht so recht ins Bild.

Vielleicht hat jemand von euch schönere (passendere) Tasten.

Die beiden rechten unteren Knöpfe (Senderwahl, Umschalter) sind auch nicht original und müssten ersetzt werden.
Auch hier hoffe ich auf Unterstützung. Viele französische Geräte verfügen über derart Knöpfe.

Viele Grüße
Stephan